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1 L Electronique Haute Fréquence: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

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2 1 L Electronique Haute Fréquence: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

3 2 SOMMAIRE (1): 1. Introduction.1. Introduction. 2. Adaptation des impédances.2. Adaptation des impédances. 3. Les circuits de couplage.3. Les circuits de couplage Méthode générale.3.1. Méthode générale Les réseaux en L.3.2. Les réseaux en L Les réseaux à 3 éléments.3.3. Les réseaux à 3 éléments Utilisation de l abaque de SMITH.3.4. Utilisation de l abaque de SMITH.

4 3 SOMMAIRE (2): 4. Les quadripôles amplificateurs en HF.4. Les quadripôles amplificateurs en HF Le transistor bipolaire.4.1. Le transistor bipolaire Le transistor FET.4.2. Le transistor FET. 5. Pratique des amplificateurs HF.5. Pratique des amplificateurs HF Amplificateurs HF petits signaux.5.1. Amplificateurs HF petits signaux. 5.2 Amplificateurs HF de puissance.5.2 Amplificateurs HF de puissance.

5 4 1. Introduction: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

6 5 Introduction:La HF: Lappellation des fréquences à été définie en 1953 par un organisme international de normalisation appelé le CCIR (Comité Consultatif International des Radiocommunications) de la façon suivante : TBF : très basses fréquences jusqu'à 30 kHz, BF : basses fréquences jusqu'à 300 kHz, MF : moyennes fréquences jusqu'à 3 MHz, HF : hautes fréquences jusqu'à 30 MHz, VHF : très hautes fréquences jusqu'à 300 MHz, UHF : ultra hautes fréquences jusqu'à 3 GHz, SHF : supra hautes fréquence ou hyperfréquences jusqu'à 30 GHz, EHF : extra hautes fréquence jusqu'à 3000 GHz

7 6 RAPPEL: Zrésistance = constante fréquence, Zinductance = f(fréquence), Zcondensateur = f(1/fréquence). EN HF: suivant la fréquence un condensateur pourra très bien se comporter comme une inductance ! Voici par exemple le circuit équivalent HF dune résistance : Introduction: Les composants passifs:

8 7 Introduction: Influence des fils ou des pistes: Les fils ou les pistes on un comportement inductif. Leur inductance peut-être déterminée par la formule suivante: L = inductance en H l = longueur du fil en cm d = diamètre du fil en cm Application :Une résistance de 10 k à couche métallique est représentée par son schéma équivalent de la figure précédente. Les pattes ont une longueur de 1,27 cm et ont un diamètre de 0,1628 cm. La capacité parasite C est égale à 0,3 pF. Calculer limpédance de lensemble à 200 MHz. R(200MHz) = 2.6 K

9 8 Introduction: Effet de peau: En basse fréquence, un conducteur utilise toute sa section pour permettre le transfert des électrons. Lorsque la fréquence augmente, le champ magnétique au centre du conducteur augmente. Les porteurs sont ainsi poussés vers la périphérie. Le résultat est une augmentation de la résistance du conducteur. Ainsi pour le cuivre la profondeur de peau est de: 8,5 mm à 60 Hz 0,07 mm à 1 MHz !

10 9 2. Adaptation des impédances: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

11 10 Adaptation des impédances: En HF, les impédances dentrée et de sortie des quadripôles amplificateurs ne sont plus réelles mais complexes. Sil ny a pas adaptation entre la source et la charge, il y a bien sûr perte de puissance. Et lorsque les puissances sont importantes, il y a destruction du quadripôle amplificateur. Il faut alors adapter les impédances d entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs pour avoir un meilleur rendement de puissance entre la source et la charge.

12 11 Adaptation de puissance ZgZg I1I1 V1V1 + - VgVg Z L =R L +jX L Puissance fournie à une charge Z L par un générateur dimpédance Z g Si R L > 0 et R g > 0 la puissance maximale fournie à la charge par le quadripôle est obtenue pour : Z g =R g +jX g et est notée puissance disponible

13 12 Adaptation de puissance: Résumé E ZLZL ZGZG E: générateur sinusoïdal Z G : impédance interne Z L : impédance de charge Le générateur fournit le maximum de puissance à la charge si: ouavec

14 13 Adaptation de puissance: Généralité: Zg E Circuit de couplage dentrée Quadripôle amplificateur Circuit de couplage de sortie Zu

15 14 Adaptation de puissance: Généralité: Zg E Zu

16 15 Adaptation de puissance: Exemple: Soit à adapter une source de 100 à une charge de 1k : E ZUZU ZGZG On a bien:

17 16 3. Les circuits de couplage: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

18 Méthode générale: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

19 18 Les circuits de couplage: Méthode générale de calcul des réseaux d adap.: Quelle que soit la configuration initiale des impédances à adapter et du circuit de couplage, le principe de calcul sera toujours le même : ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en série, ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en parallèle.

20 19 Adaptation par la configuration série: R1 s = R2 S et jX S = j(X1 S + X2 S +....) = 0 les réactances X S, X1 S, X2 S, etc., étant prises avec leur signe propre : positif pour une inductance (jL ), négatif pour une réactance capacitive (-j/C ).

21 20 Adaptation par la configuration parallèle: R1 P = R2 p et

22 21 Tableau de transformation: Série => parallèle:

23 22 Tableau de transformation: Parallèle => série:

24 Les réseaux en L: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

25 24 Les réseaux en L: RL > RS RL < RS

26 25 Utilisation des réseaux en L: Exemple: 1ière méthode: Calculer un circuit en L qui devra adapter une source [RS] de 100 à une charge [RL] de 1k à 100MHz. Le circuit devra permettre le passage de la composante continue de la source vers la charge. On prendra alors le circuit (A) Passe-bas: RL > RS Il faut que: RL = RS = 100, d où = 3, C = 5.3 pF, et donc C = 4.8 pF jLw + 1/(jC w) = 0, d où L = 477 nH.

27 26 Utilisation des réseaux en L: 2ième méthode: En généralisant l exemple précédent: avec X réactance capacitive ou inductive: En reprenant l exemple: Q S = Q P = 3 X S = 300 et X P = 333 D où L = X S /w = 477 nH et C = 1/(w* X P ) = 4.8 pF

28 27 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par absorption: labsorption : les réactances de la charge et de la source sont absorbées par le circuit dadaptation. Soit L = L + LS et C = C + CL. Calcul de LS pour f = 100 MHz: LS = 200 nH. On remarquera que ce montage est similaire à l exemple précédent puisquon a le même Q S = Q P = 3 (qui dépendent de RL et RS). D où L = 477 nH et C = 4.8 pF C L Et finalement: L = 277 nH C = 2.8 pF.

29 28 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (1): la résonance : toutes les réactances de la source et de la charge sont éliminées par résonance (réactances de signe opposé). Soit à adapter la charge et la source du circuit suivant à 75 MHz: ETAPE 1: élimination par résonance parallèle: L1 = 1/(w^2*CL) = nH

30 29 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (2): ETAPE 2: Choix du réseau d adaptation en L: Passe- haut avec RL > RS. X S = RS* Q S = 50*3.32 = 166 D où C = 1/(w* X S ) = 12.8 pF En utilisant la deuxième méthode: X P = RL/ Q P = 600/3.32 = 181 D où L = X P /w = 384 nH

31 30 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (3): D où le montage final: ETAPE 3: Simplification du montage. L et L1 sont en parallèle. On trouve Lpar = 87nH

32 Les réseaux à 3 éléments: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

33 32 Réseaux à trois éléments: Montages types (1): Avantage : on peut agir sur le facteur Q (et donc la bande passante) indépendamment de RS et RL. Voici les réseaux les plus utilisés ainsi que les formules permettant de les calibrer : Réseau (A): RL > RS

34 33 Réseaux à trois éléments: Montages types (2): Réseau (B): Réseau (C): RL > RS

35 34 Réseaux à trois éléments: Montages types (3): Remarque importante: Cas où RL < RS: On utilisera les mêmes réseaux en effectuant une symétrie entre l entrée et la sortie. Il faut alors remplacer RL par RS et RS par RL dans les formules.

36 35 Réseaux à trois éléments: Exemple (1): On désire adapter limpédance dentrée du transistor bipolaire de puissance de référence 2N5642 à celle dun générateur 50. Ladaptation doit être réalisée à la fréquence de 175MHz. On utilisera le réseau (C), en fixant Q = 10.

37 36 Réseaux à trois éléments: Exemple (2): ETAPE 1: élimination de CL par résonance parallèle avec L : L = 1/(w^2*CL) = 4.14 nH ETAPE 2: symétrie du réseau (C) puisque RL < RS:

38 37 Réseaux à trois éléments: Exemple (3): Calcul des éléments: D où L = XL/w = 23.6 nH D où C1 = 1/(w* XC1) = 27.5 pF D où C2 = 1/(w* XC2) = 8.82 pF

39 Utilisation de l abaque de SMITH: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

40 39 Abaque de Smith: Manipulation des impédances: Exemple : Soit une impédance: Z = j0,7 on rajoute une réactance capacitive de –j1,0 +Xs -Xs Soit une impédance: Z = 0.8 – j1,0 on rajoute une réactance inductive de j1,8

41 40 Abaque de Smith: Manipulation des admittances: Exemple : Soit une admittance : Y = 0,2 –j0,5 on rajoute une susceptance capacitive de +j0,8 ^-1 +Bp -Bp Soit une admittance : Y = 0,7 +j0,5 on rajoute une susceptance inductive de –j1,5 ^-1

42 41 Abaque de Smith: Exemple 1: A laide labaque de SMITH, donner la valeur de limpédance Z du circuit suivant : On trouve Z = j 0.5

43 42 Abaque de Smith: Exemple 2 (1): A laide de labaque de SMITH, concevoir un circuit de couplage à deux éléments pour adapter une source ZS de 25 –j15 à une charge ZL de 100 -j25 à 60MHz. Le circuit devra également se comporter comme un filtre passe-bas. On en déduit alors le réseau suivant: |ZL| > |ZS|

44 43 Abaque de Smith: Exemple 2 (2): Calculs: Les valeurs des impédances sont trop grandes pour les placer sur l abaque de Smith. Il faut alors normaliser ces valeurs. On prendra une valeur de normalisation de 50: ZSn = ZS / 50 = j 0.3 ZLn = ZL / 50 = 2 - j 0.5 On place sur l abaque de Smith les points représentants ZLn et ZSn* pour l adaptation de puissance. On trace le chemin pour aller de ZLn à ZSn* selon la nature du réseau. Chemin admittance AB: XCn = 1 / ( ) = 1 / 0.73 = 1.37 Chemin impédance BC: XLn = (0.3 - (-0.9)) = 1.2

45 44 Abaque de Smith: Exemple 2 (3): Soient en valeurs réelles (non normalisées): XC = XCn * 50 = 68.5 XL = XLn * 50 = 60 D où C = 1/(w* XC) = 38.7 pF D où L = XL/w = 159 nH

46 45 4. Les quadripôles amplificateurs en HF: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

47 Le transistor bipolaire: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

48 47 Le transistor bipolaire: Schéma équivalent en régime dynamique: RAPPEL DE 1ière ANNEE : v be = h 11e i b + h 12e v ce i c = h 21e i b + h 22e v ce On en déduit alors sa représentation électrique : h 11e h 12e v ce 1/h 22e h 21e i b v be T v ce ibib icic icic v be ibib

49 48 Le transistor bipolaire: Détermination mathématique des paramètres hybrides: Pour lentrée: v be = h 11e i b + h 12e v ce peut aussi s écrire : Avec: Et: Pour la sortie: i c = h 21e i b + h 22e v ce peut aussi s écrire : Avec: Et:

50 49 Le transistor bipolaire: Détermination graphique des paramètres hybrides: ICIC V CE V BE IBIB I Co I Bo V CEo V BEo h 21e h 22e h 11e h 12e Admittance de sortie: h 22e = i c /v ce pour i b = 0 Impédance dentrée: h 11e = v be /i b pour v ce = 0 Réaction sortie-entrée: h 12e = v be /v ce pour i b = 0 Gain dynamique en courant: h 21e = i c /i b pour v ce = 0

51 50 Le transistor bipolaire: Schéma équivalent de Giacoletto pour la HF: Avec: RBE = h 11e / h 21e RCE = 1 / h 22e gm = h 21e / h 11e

52 51 Le transistor bipolaire: Signification physique des éléments (Giacoletto): CBE : cest une capacité de diffusion analogue à la capacité de diffusion dune diode polarisée en direct. Elle est proportionnelle au courant qui traverse la jonction base émetteur. CBC : cest une capacité de transition analogue à la capacité de transition dune diode polarisée en inverse. Elle est proportionnelle à la tension V BC et à laire S de la jonction. Sa valeur est de lordre de quelques picofarad pour les transistors de faible puissance jusqu'à quelques centaines de picofarad pour les transistors de puissance. RBB : cest la résistance de lélément semi-conducteur entre lélectrode B et le point interne B se trouvant à la limite de la jonction de lémetteur. On constate quà cause des capacités, les courants et tensions du transistor deviennent complexes. Le coefficient damplification en courant h 21e dépend alors de la fréquence.

53 52 Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (1): Pour la calculer, on court-circuite la sortie : ce qui signifie que lon connecte une charge nulle entre le collecteur et lémetteur. Après calculs et simplifications telles que: RBB << ((h21e*RBE) // CBE), CBC << CBE, On obtient:

54 53 Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (2):

55 54 Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (3): Traçons alors le gain de Gc: f = fréquence limite de h 21e. f T = fréquence de transition du transistor (|G C | =1) h 21e f

56 55 Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (4): La fréquence de transition f T du transistor est très facile à mesurer et ce nest pas un hasard si on la retrouve dans tous les datasheets de transistors. Remarque : Le schéma équivalent de Giacoletto ne décrit correctement le fonctionnement du transistor que pour des fréquences inférieures à 0,5f T.

57 56 Etude d un montage émetteur commun en HF: Cherchons à déterminer le gain en tension A V = v0/e G pour le montage suivant :

58 57 Etude d un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (1): En simplifiant:

59 58 Etude d un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (2): Le problème consiste maintenant à trouver le moyen de rompre la liaison directe entre la sortie et lentrée. Pour cela on applique le théorème de MILLER :

60 59 Le théorème de MILLER: On a: IE = I1 + I IS = I2 - I On a: VE - VS = ZI A = VS / VE D où: Z1 = Z / (1 - A) Z2 = Z * A / (1 - A)

61 60 Application du théorème de MILLER au montage précédent (1): On « coupe » alors en CBC, et on obtient: Avec: Ce = CBE + CBC (1 - A) Cs = CBC * (1 - A) / A = CBC

62 61 Application du théorème de MILLER au montage précédent (2): Et en simplifiant: Avec: Ze = Ce // (h21e*RBE) Zs = Cs // RL D où:

63 Le transistor à effet de champ: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

64 63 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (1): Comme le transistor bipolaire, le FET est un quadripôle. On montre quil peut être décrit par ses paramètres admittances : i g = y 11 v gs + y 12 v ds i d = y 21 v gs + y 22 v ds Remarquons que les paramètres y 11 et y 12 ne peuvent être déduites des caractéristiques puisque celles-ci nexistent pas ! Cest le constructeur du FET qui les fournit (datasheet). Notons également que ces paramètres ninterviennent quen haute fréquence. Dans notre cas, on supposera y 11 = y 12 0 Siemens. Par contre, les paramètres y 21 et y 22 peuvent être déterminés:

65 64 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (2): y 21 est appelée la transconductance du FET et sexprime en A/V: y 22 est appelée conductance de sortie du FET et sexprime en Siemens ou -1 :

66 65 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (3): 1/y 22s y 21s v gs v ds idid v gs v ds i g 0 idid J v gs i g 0

67 66 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en HF: Les méthodes de calcul utilisées pour le transistor bipolaire restent valables pour le FET.

68 67 5. Pratique des amplificateurs HF: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

69 68 La pratique des amplificateurs HF: Le schéma équivalent HF du transistor est difficilement utilisable pour un amplificateur à un étage. Les calculs deviennent fastidieux lorsque lon utilise plusieurs transistors. Il est bien évident que les concepteurs de circuits HF utilisent des méthodes plus rapides et plus efficaces. Nous présentons donc ci-après les aspects principaux à prendre en compte lors de la conception dun amplificateur HF. Nous distinguerons deux cas : lamplification petits signaux, lamplification grands signaux ou de puissance.

70 Amplificateurs HF petits signaux: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

71 70 Amplificateurs HF petits signaux: Les constructeurs de transistors HF utilisent pour décrire le comportement HF du composant: soit les paramètres y: matrice admittance, soit les paramètres s: scattering (distribution) parameters. Exemple: le datasheet du transistor 2N5179. Précisons que du fait de la difficulté dobtenir des mesures fiables au dessus de 150 MHz en ce qui concerne les paramètres y, on trouve plus fréquemment les paramètres s dans les datasheet.

72 71 Description par les paramètres admittance: I 1 = y 11e V 1 + y 12e V 2 I 2 = y 21e V 1 + y 22e V 2 Comme on la vu précédemment, des capacités parasites apparaissent en parallèle avec les éléments purement résistifs du schéma en paramètres hybrides. Il est alors plus commode dintroduire les paramètres admittance bien adaptés aux circuits en parallèle.

73 72 Description par les paramètres admittance: Correspondance en HF:

74 73 Description par les paramètres de distribution: Approche: Au delà de 150 MHz, il devient impossible de mesurer certain des paramètres y. En effet, on ne parvient plus à réaliser V1 ou V2 = 0 car les court-circuits présentent des composantes inductives et capacitives. Pour cela on préfère utiliser les paramètres s: POURQUOI ?: Les paramètres s sont définis à partir des conditions dinterférence des ondes dans un quadripôle: Les coefficients a 1 et a 2 représentent les ondes incidentes alors que b 1 et b 2 représentent les ondes réfléchies.

75 74 Description par les paramètres de distribution: Définition (1): On a alors un nouveau quadripôle: b 1 = s 11 a 1 + s 12 a 2 b 2 = s 21 a 1 + s 22 a 2

76 75 Description par les paramètres de distribution: Définition (2): Coefficient de réflexion en entrée pour la sortie adaptée (ZL = Z0) Coefficient de réflexion en sortie pour lentrée adaptée (ZS = Z0) Coefficient de transmission directe pour la sortie adaptée (ZL = Z0) Coefficient de transmission inverse pour lentrée adaptée (ZS = Z0)

77 76 Description par les paramètres de distribution: Définition (3): En conséquence si a2 = 0, ce qui signifie que la sortie du quadripôle est adaptée, alors S11 = b1/a1 est le coefficient de réflexion vu à lentrée et S21 = b2/a1 est le coefficient de transmission de lentrée à la sortie. De même si a1 = 0, ce qui signifie que lentrée du quadripôle est adaptée, alors S22 = b2/a2 est le coefficient de réflexion vu à la sortie et S12 = b1/a2 est le coefficient de transmission de la sortie vers lentrée.

78 77 Coefficient de réflexion (1): EXEMPLE:

79 78 Adaptation de puissance avec coefficients de réflexion: Zg E Circuit de couplage dentrée Quadripôle amplificateur Circuit de couplage de sortie Zu Dans le cas dune adaptation dimpédance où ZL doit être remplacée par ZL*, Γ devient Γ* si Z0 est réel !

80 79 Pour en savoir plus: Définition des ondes généralisées Définition des paramètres S Intérêt des paramètres S ?

81 80 avec R ci = Re{Z ci } où: a i est londe incidente à laccès i b i est londe réfléchie à laccès i Z ci est limpédance de référence au port i Les impédances de références sont choisies arbitrairement mais pourraient être prises égales aux impédances caractéristiques des lignes de transmission incidentes aux accès Londe réfléchie sannule à l adaptation conjuguée, c-à-dire lorsque limpédance que présente le quadripole à laccès i est égale au conjugué de limpédance de référence Z ci : Z in i = V i / I i = Z* ci I1I1 I2I2 V1V1 V2V2 Définition des ondes généralisées

82 81 Les paramètres S décrivent complètement un quadripole Les paramètres S sont obtenus comme Si limpédance caractéristique de référence est réelle adaptation conjuguée = adaptation ligne S ij est obtenu en connectant à laccès j une charge Z Lj = Z cj cest-à-dire une charge « adaptée au sens ligne » à limpédance de référence Définition des paramètres S S 11 a1a1 S 22 S 21 S 12 b2b2 a2a2 b1b1 graphe de transfert associé I1I1 I2I2 V1V1 V2V2 Z L1 Z L2 avec ou

83 82 La puissance fournie à laccès i est Si R ci > 0, et quune source dimpédance Z g = Z ci est placée à laccès i, la puissance disponible à laccès i est La matrice de répartition est reliée aux coefficients de réflexion de façon immédiate si on suppose les impédances de référence réelles (ex. lignes daccès à faibles pertes): Z ci = Z ci * = R ci S 11/22 est le facteur de réflexion (au sens ligne, et référencé à Z ci ) obtenu à lentrée/sortie du quadripôle lorsque sa sortie/entrée est chargée par une impédance Z cj (condition pour que a j soit nul) Intérêt des paramètres S ? (P disp correspond à Z in i = Z g * = Z ci *, donc b i = 0)

84 83 Description par les paramètres de distribution: Mesures (1): La mesure de ces paramètres est plus aisée que celle des paramètres y. Toutefois, il faut disposer dun analyseur de réseau qui est un instrument de mesure coûteux. La représentation des coefficients de réflexion est très aisée sur labaque de Smith. Cest pourquoi lutilisation des paramètres s ne saurait se concevoir sans cet outil graphique.

85 84 Description par les paramètres de distribution: Mesures (2):

86 85 Correspondance entre les paramètres s et y:

87 86 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]: UTILISATION DES PARAMETRES y: RAPPEL: La fonction de transfert dun émetteur commun HF est du 2 ème ordre. Ceci signifie pratiquement que le montage amplificateur peut se mettre à osciller. En fait le paramètre qui explique ce phénomène est le paramètre y 12 dû physiquement à la capacité CBC qui réinjecte une fraction de la tension de sortie à lentrée du transistor créant ainsi une réaction. En conception, il est donc nécessaire de sassurer de la stabilité du montage. Pour cela on calcule le facteur de stabilité de Linvill donné par :

88 87 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]: Si C < 1 le transistor est dit inconditionnellement stable. Si C > 1, on devra utiliser des méthodes qui: soit annulent linfluence de y 12 : neutrodynage, de moins en moins utilisé, soit diminuent le gain du dispositif: désadaptation entrée et/ou sortie.

89 88 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [y]: Le MAG du transistor est donné par la formule suivante : Ce gain est le maximum que lon peut obtenir du transistor en supposant que y 12 = 0 et que les impédances dentrée et de sortie sont parfaitement adaptées respectivement à la source et à la charge dutilisation. Ceci nest jamais parfaitement le cas en pratique et le gain réel devra être légèrement minoré.

90 89 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]: Pour obtenir un gain optimum il est nécessaire que y 11 et y 22 soient les complexes conjugués respectivement de Y S et Y L. Les équations suivantes donnent les valeurs des admittances de source et de charge réalisant ladaptation en fonction des paramètres y du transistor : B S = susceptance de source G S = conductance de source

91 90 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]: B L = susceptance de charge G L = conductance de charge

92 91 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Exemple en [y]: Un transistor possède les paramètres y en mS suivants à 100 MHz : y 11 = 8 + j5,7 y 22 = 0,4 + j1,5 y 21 = 52 - j20 y 12 = 0,01 - j0,1 Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera labaque de Smith.

93 92 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [s]: UTILISATION DES PARAMETRES s: avec D = s 11 s 22 – s 12 s 21.

94 93 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [s]:

95 94 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [s]:

96 95 Pour en savoir plus: Chapitre 1: Paramètres S lien entre tension/courant et ondes Chapitre 2: Gain et stabilité des quadripôle détail de toutes les formules précédentes !

97 96 Méthode de conception d un E-C HF en petits signaux: Exemple en [s]: Un transistor possède les paramètres s suivants à 200 MHz avec V CE = 10V et I C = 10mA : s 11 = s 22 = s 12 = s 21 = Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera labaque de Smith.

98 Amplificateurs HF de puissance: IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

99 98 Amplificateurs HF de puissance (1): Position du problème: Les paramètres petits signaux ne décrivent pas correctement le fonctionnement des transistors de puissance HF. Exemple: Transistor HF 2N3948

100 99 Amplificateurs HF de puissance (2): Conclusion : Les transistors de puissance HF sont caractérisés non plus par leurs paramètres y mais par leur impédance dentrée forts signaux (large-signal input impedance) et leur impédance de sortie forts signaux (large-signal output impedance). Exemple : Transistor de puissance HF MRF 321 MOTOROLA :

101 100 Amplificateurs HF de puissance (3): Mais au fait, quest-ce que la classe C ? Cest une classe de fonctionnement du transistor qui permet un meilleur rendement en puissance que les classes A et B. Elle est très utilisée dans les amplificateurs HF. Voyons maintenant ses principales caractéristiques :

102 101 La classe C: Montage de base: On choisira VBE < 0.6 V.

103 102 La classe C: Fonctionnement (1): Le transistor ne conduit que pour la partie supérieure de lalternance positive. VEVE V BE IBIB t t iBiB Point de repos

104 103 La classe C: Fonctionnement (2): D après le graphique, le courant Ic est est une arche de sinusoïde. Il est donc décomposable en série de Fourier. On peut alors récupérer qu une seule harmonique à l aide d un filtre sélectif accordé sur cette harmonique. Ce filtre sélectif est en fait un filtre « bouchon » constitué par la mise en parallèle de R, L et C: Lorsque f = f0, vs(t) = R * i(t). Lorsque f vs(t) = 0. Lorsque f >> f0, ZC = 0 => vs(t) = 0. On choisira alors f0 en fonction de l harmonique: f = n*f0.

105 104 La classe C: Montage amplificateur: Le circuit LC peut être accordé soit sur le fondamental soit sur lune des harmoniques du signal, on peut ainsi réaliser une multiplication de fréquence.

106 105 CONCLUSION: Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage HF.Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage HF. Il faut cependant ne pas oublier l aspect implantation sur circuit imprimé...Il faut cependant ne pas oublier l aspect implantation sur circuit imprimé...


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