L ’Electronique Haute Fréquence:

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1 L ’Electronique Haute Fréquence:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. L ’Electronique Haute Fréquence:

2 SOMMAIRE (1): 1. Introduction. 2. Adaptation des impédances.
3. Les circuits de couplage. 3.1. Méthode générale. 3.2. Les réseaux en L. 3.3. Les réseaux à 3 éléments. 3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH.

3 SOMMAIRE (2): 4. Les quadripôles amplificateurs en HF.
4.1. Le transistor bipolaire. 4.2. Le transistor FET. 5. Pratique des amplificateurs HF. 5.1. Amplificateurs HF petits signaux. 5.2 Amplificateurs HF de puissance.

4 IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
1. Introduction:

5 Introduction:La HF: L’appellation des fréquences à été définie en 1953 par un organisme international de normalisation appelé le CCIR (Comité Consultatif International des Radiocommunications) de la façon suivante : TBF : très basses fréquences jusqu'à 30 kHz, BF : basses fréquences jusqu'à 300 kHz, MF : moyennes fréquences jusqu'à 3 MHz, HF : hautes fréquences jusqu'à 30 MHz, VHF : très hautes fréquences jusqu'à 300 MHz, UHF : ultra hautes fréquences jusqu'à 3 GHz, SHF : supra hautes fréquence ou hyperfréquences jusqu'à 30 GHz, EHF : extra hautes fréquence jusqu'à 3000 GHz

6 Introduction: Les composants passifs:
RAPPEL: Zrésistance = constante  fréquence, Zinductance = f(fréquence), Zcondensateur = f(1/fréquence). EN HF: suivant la fréquence un condensateur pourra très bien se comporter comme une inductance ! Voici par exemple le circuit équivalent HF d’une résistance :

7 Introduction: Influence des fils ou des pistes:
Les fils ou les pistes on un comportement inductif. Leur inductance peut-être déterminée par la formule suivante: L = inductance en mH l = longueur du fil en cm d = diamètre du fil en cm Application :Une résistance de 10 kW à couche métallique est représentée par son schéma équivalent de la figure précédente. Les pattes ont une longueur de 1,27 cm et ont un diamètre de 0,1628 cm. La capacité parasite C est égale à 0,3 pF. Calculer l’impédance de l’ensemble à 200 MHz. R(200MHz) = 2.6 KW

8 Introduction: Effet de peau:
En basse fréquence, un conducteur utilise toute sa section pour permettre le transfert des électrons. Lorsque la fréquence augmente, le champ magnétique au centre du conducteur augmente. Les porteurs sont ainsi “ poussés ” vers la périphérie. Le résultat est une augmentation de la résistance du conducteur. Ainsi pour le cuivre la “ profondeur de peau ” est de: 8,5 mm à 60 Hz 0,07 mm à 1 MHz !

9 2. Adaptation des impédances:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 2. Adaptation des impédances:

10 Adaptation des impédances:
En HF, les impédances d’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs ne sont plus réelles mais complexes. S’il n’y a pas adaptation entre la source et la charge, il y a bien sûr perte de puissance. Et lorsque les puissances sont importantes, il y a destruction du quadripôle amplificateur. Il faut alors adapter les impédances d ’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs pour avoir un meilleur rendement de puissance entre la source et la charge.

11 Adaptation de puissance
Zg=Rg+jXg Zg I1 + Vg ZL=RL+jXL V1 - Puissance fournie à une charge ZL par un générateur d’impédance Zg Si RL > 0 et Rg > 0 la puissance maximale fournie à la charge par le quadripôle est obtenue pour : et est notée puissance disponible

12 Adaptation de puissance: Résumé
ZL ZG E: générateur sinusoïdal ZG: impédance interne ZL: impédance de charge Le générateur fournit le maximum de puissance à la charge si: ou avec

13 Adaptation de puissance: Généralité:
Circuit de couplage d’entrée Quadripôle amplificateur Circuit de couplage de sortie Zg E Zu

14 Adaptation de puissance: Généralité:
Zg E Zu

15 Adaptation de puissance: Exemple:
Soit à adapter une source de 100W à une charge de 1kW : E ZU ZG On a bien:

16 3. Les circuits de couplage:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 3. Les circuits de couplage:

17 IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
3.1. Méthode générale:

18 Les circuits de couplage: Méthode générale de calcul des réseaux d ’adap.:
Quelle que soit la configuration initiale des impédances à adapter et du circuit de couplage, le principe de calcul sera toujours le même : ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en série, ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en parallèle.

19 Adaptation par la configuration série:
R1s = R2S et jXS = j(X1S + X2S ) = 0 les réactances XS, X1S, X2S, etc., étant prises avec leur signe propre : positif pour une inductance (jLw), négatif pour une réactance capacitive (-j/Cw).

20 Adaptation par la configuration parallèle:
R1P = R2p et

21 Tableau de transformation: Série => parallèle:

22 Tableau de transformation: Parallèle => série:

23 IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.
3.2. Les réseaux en L:

24 Les réseaux en L: RL > RS RL < RS

25 Utilisation des réseaux en L: Exemple: 1ière méthode:
Calculer un circuit en L qui devra adapter une source [RS] de 100W à une charge [RL] de 1kW à 100MHz. Le circuit devra permettre le passage de la composante continue de la source vers la charge. On prendra alors le circuit (A) Passe-bas: RL > RS Il faut que: RL ’ = RS = 100W, d ’où  = 3, C ’= 5.3 pF, et donc C = 4.8 pF jLw + 1/(jC ’w) = 0, d ’où L = 477 nH.

26 Utilisation des réseaux en L: 2ième méthode:
En généralisant l ’exemple précédent: avec X réactance capacitive ou inductive: En reprenant l ’exemple: QS = QP = 3 XS = 300  et XP = 333  D ’où L = XS/w = 477 nH et C = 1/(w* XP) = 4.8 pF

27 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par absorption:
l’absorption : les réactances de la charge et de la source sont “ absorbées ” par le circuit d’adaptation. Et finalement: L’ = 277 nH C’ = 2.8 pF. C’ L’ Soit L = L’ + LS et C = C’ + CL. Calcul de LS pour f = 100 MHz: LS = 200 nH. On remarquera que ce montage est similaire à l ’exemple précédent puisqu’on a le même QS = QP = 3 (qui dépendent de RL et RS). D ’où L = 477 nH et C = 4.8 pF

28 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (1):
la résonance : toutes les réactances de la source et de la charge sont éliminées par résonance (réactances de signe opposé). Soit à adapter la charge et la source du circuit suivant à 75 MHz: ETAPE 1: élimination par résonance parallèle: L1 = 1/(w^2*CL) = nH

29 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (2):
ETAPE 2: Choix du réseau d ’adaptation en L: Passe-haut avec RL > RS. En utilisant la deuxième méthode: XP = RL/ QP = 600/3.32 = 181  D ’où L = XP/w = 384 nH XS = RS* QS = 50*3.32 = 166 D ’où C = 1/(w* XS) = 12.8 pF

30 Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (3):
ETAPE 3: Simplification du montage. L et L1 sont en parallèle. On trouve Lpar = 87nH D ’où le montage final:

31 3.3. Les réseaux à 3 éléments:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 3.3. Les réseaux à 3 éléments:

32 Réseaux à trois éléments: Montages types (1):
Avantage : on peut agir sur le facteur Q (et donc la bande passante) indépendamment de RS et RL. Voici les réseaux les plus utilisés ainsi que les formules permettant de les calibrer : Réseau (A): RL > RS

33 Réseaux à trois éléments: Montages types (2):
Réseau (B): RL > RS Réseau (C): RL > RS

34 Réseaux à trois éléments: Montages types (3): Remarque importante:
Cas où RL < RS: On utilisera les mêmes réseaux en effectuant une symétrie entre l ’entrée et la sortie. Il faut alors remplacer RL par RS et RS par RL dans les formules.

35 Réseaux à trois éléments: Exemple (1):
On désire adapter l’impédance d’entrée du transistor bipolaire de puissance de référence 2N5642 à celle d’un générateur 50W. L’adaptation doit être réalisée à la fréquence de 175MHz. On utilisera le réseau (C), en fixant Q = 10.

36 Réseaux à trois éléments: Exemple (2):
ETAPE 1: élimination de CL par résonance parallèle avec L ’: L ’ = 1/(w^2*CL) = 4.14 nH ETAPE 2: symétrie du réseau (C) puisque RL < RS:

37 Réseaux à trois éléments: Exemple (3):
Calcul des éléments: D ’où L = XL/w = 23.6 nH D ’où C1 = 1/(w* XC1) = 27.5 pF D ’où C2 = 1/(w* XC2) = 8.82 pF

38 3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH:

39 Abaque de Smith: Manipulation des impédances:
+Xs Exemple : Soit une impédance: Z = j0,7  on rajoute une réactance capacitive de –j1,0 -Xs Soit une impédance: Z = 0.8 – j1,0  on rajoute une réactance inductive de j1,8

40 Abaque de Smith: Manipulation des admittances:
Exemple : Soit une admittance : Y = 0,2 –j0,5  on rajoute une susceptance capacitive de +j0,8^-1 -Bp Soit une admittance : Y = 0,7 +j0,5  on rajoute une susceptance inductive de –j1,5^-1 +Bp

41 Abaque de Smith: Exemple 1:
A l’aide l’abaque de SMITH, donner la valeur de l’impédance Z du circuit suivant : On trouve Z = j 0.5 

42 Abaque de Smith: Exemple 2 (1):
A l’aide de l’abaque de SMITH, concevoir un circuit de couplage à deux éléments pour adapter une source ZS de 25 –j15 à une charge ZL de 100 -j25 à 60MHz. Le circuit devra également se comporter comme un filtre passe-bas. On en déduit alors le réseau suivant: |ZL| > |ZS|

43 Abaque de Smith: Exemple 2 (2):
Calculs: Les valeurs des impédances sont trop grandes pour les placer sur l ’abaque de Smith. Il faut alors normaliser ces valeurs. On prendra une valeur de normalisation de 50: ZSn = ZS / 50 = j 0.3  ZLn = ZL / 50 = 2 - j 0.5  On place sur l ’abaque de Smith les points représentants ZLn et ZSn* pour l ’adaptation de puissance. On trace le chemin pour aller de ZLn à ZSn* selon la nature du réseau. Chemin admittance AB: XCn = 1 / ( ) = 1 / 0.73 = 1.37  Chemin impédance BC: XLn = (0.3 - (-0.9)) = 1.2 

44 Abaque de Smith: Exemple 2 (3):
Soient en valeurs réelles (non normalisées): XC = XCn * 50 = 68.5  XL = XLn * 50 = 60  D ’où C = 1/(w* XC) = 38.7 pF D ’où L = XL/w = 159 nH

45 4. Les quadripôles amplificateurs en HF:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 4. Les quadripôles amplificateurs en HF:

46 4.1. Le transistor bipolaire:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 4.1. Le transistor bipolaire:

47 Le transistor bipolaire: Schéma équivalent en régime dynamique:
RAPPEL DE 1ière ANNEE : vbe = h11e ib + h12e vce ic = h21e ib + h22e vce On en déduit alors sa représentation électrique : vbe ib vce ic h11e h21eib 1/h22e vbe T vce ib ic h12evce

48 Le transistor bipolaire: Détermination mathématique des paramètres hybrides:
Pour l’entrée: vbe = h11e ib + h12e vce peut aussi s ’écrire : Pour la sortie: ic = h21e ib + h22e vce peut aussi s ’écrire : Avec: Avec: Et: Et:

49 Le transistor bipolaire: Détermination graphique des paramètres hybrides:
IC Impédance d’entrée: h11e = vbe/ib pour vce = 0 h21e h22e Réaction sortie-entrée: h12e = vbe/vce pour ib = 0 ICo IBo VCEo VBEo IB VCE Gain dynamique en courant: h21e = ic/ib pour vce = 0 h11e h12e Admittance de sortie: h22e = ic/vce pour ib = 0 VBE

50 Le transistor bipolaire: Schéma équivalent de Giacoletto pour la HF:
Avec: RB’E = h11e / h21e RCE = 1 / h22e gm = h21e / h11e

51 Le transistor bipolaire: Signification physique des éléments (Giacoletto):
CB’E : c’est une capacité de diffusion analogue à la capacité de diffusion d’une diode polarisée en direct. Elle est proportionnelle au courant qui traverse la jonction base émetteur. CB’C : c’est une capacité de transition analogue à la capacité de transition d’une diode polarisée en inverse. Elle est proportionnelle à la tension VB’C et à l’aire S de la jonction. Sa valeur est de l’ordre de quelques picofarad pour les transistors de faible puissance jusqu'à quelques centaines de picofarad pour les transistors de puissance. RBB’ : c’est la résistance de l’élément semi-conducteur entre l’électrode B et le point interne B’ se trouvant à la limite de la jonction de l’émetteur. On constate qu’à cause des capacités, les courants et tensions du transistor deviennent complexes. Le coefficient d’amplification en courant h21e dépend alors de la fréquence.

52 Détermination de la fréq
Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (1): Pour la calculer, on court-circuite la sortie : ce qui signifie que l’on connecte une charge nulle entre le collecteur et l’émetteur. Après calculs et simplifications telles que: RBB’ << ((h21e*RB’E) // CB’E), CB’C << CB’E, On obtient:

53 Détermination de la fréq
Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (2):

54 Détermination de la fréq
Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (3): Traçons alors le gain de Gc:  fb = fréquence limite de h21e.  fT = fréquence de transition du transistor (|GC| =1)  h21ef

55 Détermination de la fréq
Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (4): La fréquence de transition fT du transistor est très facile à mesurer et ce n’est pas un hasard si on la retrouve dans tous les datasheets de transistors. Remarque : Le schéma équivalent de Giacoletto ne décrit correctement le fonctionnement du transistor que pour des fréquences inférieures à 0,5fT.

56 Etude d ’un montage émetteur commun en HF:
Cherchons à déterminer le gain en tension AV = v0/eG pour le montage suivant :

57 Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (1):
En simplifiant:

58 Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (2):
Le problème consiste maintenant à trouver le moyen de rompre la liaison directe entre la sortie et l’entrée. Pour cela on applique le théorème de MILLER :

59 Le théorème de MILLER: Z1 = Z / (1 - A) Z2 = Z * A / (1 - A) On a:
VE - VS = ZI A = VS / VE On a: IE = I1 + I IS = I2 - I D ’où: Z1 = Z / (1 - A) Z2 = Z * A / (1 - A)

60 Application du théorème de MILLER au montage précédent (1):
On « coupe » alors en CB’C, et on obtient: Avec: Ce = CB’E + CB’C (1 - A) Cs = CB’C * (1 - A) / A = CB’C

61 Application du théorème de MILLER au montage précédent (2):
Et en simplifiant: Avec: Ze = Ce // (h21e*RB’E) Zs = Cs // RL D ’où:

62 4.2. Le transistor à effet de champ:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 4.2. Le transistor à effet de champ:

63 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (1):
Comme le transistor bipolaire, le FET est un quadripôle. On montre qu’il peut être décrit par ses paramètres admittances : ig = y11 vgs + y12 vds id = y21 vgs + y22 vds Remarquons que les paramètres y11 et y12 ne peuvent être déduites des caractéristiques puisque celles-ci n’existent pas ! C’est le constructeur du FET qui les fournit (datasheet). Notons également que ces paramètres n’interviennent qu’en haute fréquence. Dans notre cas, on supposera y11 = y12  0 Siemens. Par contre, les paramètres y21 et y22 peuvent être déterminés:

64 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (2):
y21 est appelée la transconductance du FET et s’exprime en A/V: y22 est appelée conductance de sortie du FET et s’exprime en Siemens ou W-1:

65 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (3):
vgs ig  0 vds id vgs vds ig  0 id J y21svgs 1/y22s

66 Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en HF:
Les méthodes de calcul utilisées pour le transistor bipolaire restent valables pour le FET.

67 5. Pratique des amplificateurs HF:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 5. Pratique des amplificateurs HF:

68 La pratique des amplificateurs HF:
Le schéma équivalent HF du transistor est difficilement utilisable pour un amplificateur à un étage. Les calculs deviennent fastidieux lorsque l’on utilise plusieurs transistors. Il est bien évident que les concepteurs de circuits HF utilisent des méthodes plus rapides et plus efficaces. Nous présentons donc ci-après les aspects principaux à prendre en compte lors de la conception d’un amplificateur HF. Nous distinguerons deux cas : l’amplification petits signaux, l’amplification grands signaux ou de puissance.

69 5.1. Amplificateurs HF petits signaux:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 5.1. Amplificateurs HF petits signaux:

70 Amplificateurs HF petits signaux:
Les constructeurs de transistors HF utilisent pour décrire le comportement HF du composant: soit les paramètres y: matrice admittance, soit les paramètres s: scattering (distribution) parameters. Exemple: le datasheet du transistor 2N5179. Précisons que du fait de la difficulté d’obtenir des mesures fiables au dessus de 150 MHz en ce qui concerne les paramètres y, on trouve plus fréquemment les paramètres s dans les datasheet.

71 Description par les paramètres admittance:
I1 = y11eV1 + y12eV2 I2 = y21eV1 + y22eV2 Comme on l’a vu précédemment, des capacités parasites apparaissent en parallèle avec les éléments purement résistifs du schéma en paramètres hybrides. Il est alors plus commode d’introduire les paramètres admittance bien adaptés aux circuits en parallèle.

72 Description par les paramètres admittance: Correspondance en HF:

73 Description par les paramètres de distribution: Approche:
Au delà de 150 MHz, il devient impossible de mesurer certain des paramètres y. En effet, on ne parvient plus à réaliser V1 ou V2 = 0 car les court-circuits présentent des composantes inductives et capacitives. Pour cela on préfère utiliser les paramètres s: POURQUOI ?: Les paramètres s sont définis à partir des conditions d’interférence des ondes dans un quadripôle: Les coefficients a1 et a2 représentent les ondes incidentes alors que b1 et b2 représentent les ondes réfléchies.

74 Description par les paramètres de distribution: Définition (1):
On a alors un nouveau quadripôle: b1 = s11 a1 + s12 a2 b2 = s21 a1 + s22 a2

75 Description par les paramètres de distribution: Définition (2):
Coefficient de réflexion en entrée pour la sortie adaptée (ZL = Z0) Coefficient de réflexion en sortie pour l’entrée adaptée (ZS = Z0) Coefficient de transmission directe Coefficient de transmission inverse

76 Description par les paramètres de distribution: Définition (3):
En conséquence si a2 = 0, ce qui signifie que la sortie du quadripôle est adaptée, alors S11 = b1/a1 est le coefficient de réflexion vu à l’entrée et S21 = b2/a1 est le coefficient de transmission de l’entrée à la sortie. De même si a1 = 0, ce qui signifie que l’entrée du quadripôle est adaptée, alors S22 = b2/a2 est le coefficient de réflexion vu à la sortie et S12 = b1/a2 est le coefficient de transmission de la sortie vers l’entrée.

77 Coefficient de réflexion (1):
EXEMPLE:

78 Adaptation de puissance avec coefficients de réflexion:
Dans le cas d’une adaptation d’impédance où ZL doit être remplacée par ZL*, Γ devient Γ* si Z0 est réel ! Circuit de couplage d’entrée Quadripôle amplificateur Circuit de couplage de sortie Zg E Zu

79 Pour en savoir plus: Définition des ondes généralisées
Définition des paramètres S Intérêt des paramètres S ?

80 Définition des ondes généralisées
avec Rci = Re{Zci} où: ai est l’onde incidente à l’accès “i” bi est l’onde réfléchie à l’accès “i” Zci est l’impédance de référence au port “i” Les impédances de références sont choisies arbitrairement mais pourraient être prises égales aux impédances caractéristiques des lignes de transmission incidentes aux accès L’onde réfléchie s’annule à l’ “adaptation conjuguée”, c-à-dire lorsque l’impédance que présente le quadripole à l’accès i est égale au conjugué de l’impédance de référence Zci : Zin i = Vi / Ii = Z*ci I1 I2 V1 V2

81 Définition des paramètres S
Les paramètres S décrivent complètement un quadripole Les paramètres S sont obtenus comme Si l’impédance caractéristique de référence est réelle adaptation conjuguée = adaptation ligne S11 a1 S22 S21 S12 b2 a2 b1 graphe de transfert associé ou avec I1 I2 V1 V2 ZL1 ZL2 Sij est obtenu en connectant à l’accès j une charge ZLj = Zcj c’est-à-dire une charge « adaptée au sens ligne » à l’impédance de référence

82 Intérêt des paramètres S ?
La puissance fournie à l’accès i est Si Rci > 0, et qu’une source d’impédance Zg = Zci est placée à l’accès i, la puissance disponible à l’accès “i” est La matrice de répartition est reliée aux coefficients de réflexion de façon immédiate si on suppose les impédances de référence réelles (ex. lignes d’accès à faibles pertes): Zci = Zci* = Rci (Pdisp correspond à Zin i = Zg * = Zci* , donc bi = 0) S11/22 est le facteur de réflexion (au sens ligne, et référencé à Zci) obtenu à l’entrée/sortie du quadripôle lorsque sa sortie/entrée est chargée par une impédance Zcj (condition pour que aj soit nul)

83 Description par les paramètres de distribution: Mesures (1):
 La mesure de ces paramètres est plus aisée que celle des paramètres y. Toutefois, il faut disposer d’un analyseur de réseau qui est un instrument de mesure coûteux.  La représentation des coefficients de réflexion est très aisée sur l’abaque de Smith. C’est pourquoi l’utilisation des paramètres s ne saurait se concevoir sans cet outil graphique.

84 Description par les paramètres de distribution: Mesures (2):

85 Correspondance entre les paramètres s et y:

86 UTILISATION DES PARAMETRES y:
Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]: UTILISATION DES PARAMETRES y: RAPPEL: La fonction de transfert d’un émetteur commun HF est du 2ème ordre. Ceci signifie pratiquement que le montage amplificateur peut se mettre à osciller. En fait le paramètre qui explique ce phénomène est le paramètre y12 dû physiquement à la capacité CB’C qui “ réinjecte ” une fraction de la tension de sortie à l’entrée du transistor créant ainsi une réaction. En conception, il est donc nécessaire de s’assurer de la stabilité du montage. Pour cela on calcule le facteur de stabilité de Linvill donné par :

87 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]:
Si C < 1 le transistor est dit inconditionnellement stable. Si C > 1, on devra utiliser des méthodes qui: soit annulent l’influence de y12: neutrodynage, de moins en moins utilisé, soit diminuent le gain du dispositif: désadaptation entrée et/ou sortie.

88 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [y]:
Le MAG du transistor est donné par la formule suivante : Ce gain est le maximum que l’on peut obtenir du transistor en supposant que y12 = 0 et que les impédances d’entrée et de sortie sont parfaitement adaptées respectivement à la source et à la charge d’utilisation. Ceci n’est jamais parfaitement le cas en pratique et le gain réel devra être légèrement minoré.

89 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:
Pour obtenir un gain optimum il est nécessaire que y11 et y22 soient les complexes conjugués respectivement de YS et YL. Les équations suivantes donnent les valeurs des admittances de source et de charge réalisant l’adaptation en fonction des paramètres y du transistor : GS = conductance de source BS = susceptance de source

90 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:
GL = conductance de charge BL = susceptance de charge

91 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [y]:
Un transistor possède les paramètres y en mS suivants à 100 MHz : y11 = 8 + j5,7 y22 = 0,4 + j1,5 y21 = 52 - j20 y12 = 0,01 - j0,1 Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50W et une charge de 50W. On utilisera l’abaque de Smith.

92 UTILISATION DES PARAMETRES s:
Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [s]: UTILISATION DES PARAMETRES s: avec D = s11s22 – s12s21.

93 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [s]:

94 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [s]:

95 Chapitre 1: Paramètres S  lien entre tension/courant et ondes
Pour en savoir plus: Chapitre 1: Paramètres S  lien entre tension/courant et ondes Chapitre 2: Gain et stabilité des quadripôle  détail de toutes les formules précédentes !

96 Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [s]:
Un transistor possède les paramètres s suivants à 200 MHz avec VCE = 10V et IC = 10mA : s11 = s22 = s12 = s21 = Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50W et une charge de 50W. On utilisera l’abaque de Smith.

97 5.2. Amplificateurs HF de puissance:
IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année. 5.2. Amplificateurs HF de puissance:

98 Amplificateurs HF de puissance (1):
Position du problème: Les paramètres petits signaux ne décrivent pas correctement le fonctionnement des transistors de puissance HF. Exemple: Transistor HF 2N3948

99 Amplificateurs HF de puissance (2):
 Conclusion : Les transistors de puissance HF sont caractérisés non plus par leurs paramètres y mais par leur impédance d’entrée forts signaux (large-signal input impedance) et leur impédance de sortie forts signaux (large-signal output impedance). Exemple : Transistor de puissance HF MRF 321 MOTOROLA :

100 Amplificateurs HF de puissance (3):
Mais au fait, qu’est-ce que la classe C ? C’est une classe de fonctionnement du transistor qui permet un meilleur rendement en puissance que les classes A et B. Elle est très utilisée dans les amplificateurs HF. Voyons maintenant ses principales caractéristiques :

101 La classe C: Montage de base:
On choisira VBE < 0.6 V.

102 La classe C: Fonctionnement (1):
Le transistor ne conduit que pour la partie supérieure de l’alternance positive. IB Point de repos iB t VBE t VE

103 La classe C: Fonctionnement (2):
D ’après le graphique, le courant Ic est est une arche de sinusoïde. Il est donc décomposable en série de Fourier. On peut alors récupérer qu ’une seule harmonique à l ’aide d ’un filtre sélectif accordé sur cette harmonique. Ce filtre sélectif est en fait un filtre « bouchon » constitué par la mise en parallèle de R, L et C: Lorsque f = f0, vs(t) = R * i(t). Lorsque f << f0, ZL = 0 => vs(t) = 0. Lorsque f >> f0, ZC = 0 => vs(t) = 0. On choisira alors f0 en fonction de l ’harmonique: f = n*f0.

104 La classe C: Montage amplificateur:
Le circuit LC peut être accordé soit sur le fondamental soit sur l’une des harmoniques du signal, on peut ainsi réaliser une multiplication de fréquence.

105 CONCLUSION: Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage HF. Il faut cependant ne pas oublier l ’aspect implantation sur circuit imprimé...