Un autre regard sur nos récepteurs (VHF - UHF) Joël Redoutey - F6CSX 8/12/2001

Synoptique d ’un RX V-UHF

Tête HF Oscillateur local

Filtre présélecteur Atténuer les signaux indésirables Gabarit d ’un filtre idéal Amplitude Fréquence

Sélectivité et facteur de qualité Q

Préamplificateur Gain Gp (en dB) Facteur de bruit (NF) Intermodulation (IMD) GaAs FET (NF<1dB) MOS FET (NF1dB) Bipolaire (NF1dB)

Facteur de bruit d ’un système à plusieurs étages F total = F1 + (F2 - 1)/G1 + (F3 - 1)/G1G2 + ... Le premier étage est déterminant

Préamplificateur faible bruit Gain max ne correspond pas au min de bruit Impédance de source optimale Z opt50 Pertes dans le circuit d ’adaptation  NF 50 Zopt Circuit d ’adaptation transistor

Préampli 432 MHz - MGF1302 (DL4MEA)

Le mélangeur

Changement de fréquence e1(t) = A1sin1t e2(t) = A2sin2t eS(t) = e1(t).e2(t) = A1A2.sin1t.sin2t d’après la relation trigonométrique sina.sinb = (½)[cos(a-b)-cos(a+b)]  on a : eS(t) = (A1A2/2)cos(1- 2)t - (A1A2/2)cos(1+ 2)t Battement inférieur Battement supérieur

Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz Battement Infradyne 134,3MHz 279,3MHz 10,7MHz 145,0MHz FI OL Fréquence Spectre en sortie du mélangeur

Réception 145,0 MHz avec FI à 10,7 MHz Battement Supradyne 155,7MHz 10,7MHz 145,0MHz 300,7MHz FI Fréquence OL Spectre en sortie du mélangeur (inversé)

Fréquence image Oscillateur local Fréquence Fréquence image à recevoir Battement sup. FI Fréquence Exemple: FI=10,7 MHz Frx=145,0 MHz Fol= 134,3 MHz Fimage = 123,6 MHz Fsupra=279,3 MHz

Produits d ’intermodulation Non linéarité  génération d ’harmoniques F imd = ( nFol ± FI)/m n et m nombres entiers Exemple: n et m = 2 Fimd = 139,65 MHz 139,65 x 2 = 279,3MHz 2 x Fol = 134,3 MHz 279,3 - 134,3 = 145 MHz

Mélangeur non linéaire Tout dispositif présentant une caractéristique non linéaire peut être utilisé comme mélangeur. D ’une manière générale, la fonction de transfert peut être mise sous la forme d ’un polynôme: Vsortie = a + bVentrée + cVentrée2+ d Ventrée3 + … On retrouve en sortie la fréquence d ’entrée, la fréquence de l ’oscillateur local et tous leurs produits d ’intermodulation...

Mélangeur non linéaire Élément non linéaire Signal d ’entrée + Diode Transistor FET Oscillateur local

Mélangeur à commutation

Décomposition en série de Fourrier Tout signal périodique peut être décomposé en une somme de signaux sinusoïdaux dont les fréquences sont des multiples entiers de la fréquence du signal de départ.

Cas d ’un signal carré symétrique SLO(t) = (4/ )[sinLOt - (1/3).sin3LOt + (1/5)sin5LOt - …] temps T=1/F T fréquence F 3F 5F 7F

Mélangeur à commutation Signal sinusoïdal Signal Carré symétrique Sortie

Spectre de sortie du mélangeur à commutation La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateur local sont éliminées. On ne retrouve que les battements de la fréquence d ’entrée avec la fréquence de l ’oscillateur local et de ses harmoniques impaires.

Fentrée: 5MHz -20dBm Fosc local:20MHz +7dBm

Mélangeur équilibré La fréquence de l ’OL est présente en sortie

(Double Balanced Mixer) Mélangeur en anneau (Double Balanced Mixer) La fréquence d ’entrée et la fréquence de l ’oscillateur local sont éliminées en sortie.

Mélangeur actif : La cellule de Gilbert

DBM ou actif ? DBM Gilbert cell P osc local +7 à +10dBm -5 à +3 dBm Gain de conv -6dB 6 à 10 dB P1dB 1dBm -6 dBm IP3 +13 dBm 3dBm

Filtrage FI

Filtre à quartz La bande passante du filtre doit être adaptée au mode de trafic: 5 kHz pour la FM canaux au pas de 12,5 kHz 12 kHz pour la FM canaux au pas de 25 kHz 2,4 kHz pour la BLU Le filtre doit être adapté en impédance en entrée et en sortie.

L ’oscillateur local

Oscillateur local Stable (en température, dans le temps, environnement) Précis (affichage, référence) Agile (temps de verrouillage) Grande pureté spectrale Faible bruit de phase

Bruit de phase

Bruit de phase Bruit de grenaille (en 1/f) augmente avec le courant de polarisation FET meilleur que bipolaire Q du circuit oscillant Quartz meilleur que LC Facteur de bruit du transistor

OSCILLATEUR Principe: Un élément actif compense les pertes du circuit oscillant Deux approches théoriques possibles Automatique: rétroaction positive Electronique: résistance négative

Structures d ’oscillateur Colpitts Hartley

Voltage Controled Oscillator VCO Diode VARICAP diode polarisée en inverse par Vr capacité  quand Vr  Q relativement faible Cmax/Cmin <10 Pente Ko du VCO Ko =  f/Vr

Boucle à verrouillage de phase PLL Comparateur de phase Filtre de boucle VCO Sortie + X F référence - Si la boucle est verrouillée : F sortie = F référence

Synthétiseur de fréquence Comparateur de phase Filtre de boucle VCO Sortie + X F référence - Fsortie/N F sortie Divise par N F sortie = N x F référence

Fréquence de référence Oscillateur pilote à quartz Diviseur par R F comp TCXO OCXO F comparaison = F référence / R

Synthétiseur de fréquence Comparateur de phase Filtre de boucle VCO Sortie + X F comparaison - Fsortie/N F sortie Divise par N F sortie = N x F comparaison F sortie = N x F référence / R Programmation

Limitation en fréquence Le diviseur programmable est limité en fréquence à quelques dizaines de MHZ: Prédiviseur rapide

Synthétiseur pour fréquences élevées Comparateur de phase Filtre de boucle VCO Sortie + X F comparaison - F sortie Divise par N Divise par P Fsortie/NP Programmation

Inconvénient du prédiviseur Sans prédiviseur: Fsortie = N x Fcomp le pas du synthétiseur est Fcomp Avec prédiviseur: Fsortie = N x P x F comp le pas du synthétiseur est P x Fcomp Pour un même pas, la fréquence de comparaison est P fois plus faible

Exemple Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz MC145151 avec prédiviseur par 10 Fcomp = 12,5 kHz / 10 = 1,25 kHz N = 11 600  Fsortie = 116 000 x 1,25 = 145 000 kHz N = 11 601  Fsortie = 116 010 x 1,25 = 145 012,5 kHz

Inconvénient d ’un fréquence de comparaison basse F comparaison  F coupure filtre de boucle Temps de verrouillage de la boucle Bruit de phase

Synthétiseur à deux modules F comparaison Filtre de boucle VCO + - Sortie Comparateur de phase Compteur A F sortie Programmation Divise par P ou P+1 M RAZ

Phase 1 Prédiviseur par P+1 Les compteurs A et M reçoivent des impulsions de fréquence F1 = Fvco/(P+1), c ’est à dire de période T1 = 1/ F1 =( P+1) / Fvco = (P+1) Tvco Le compteur A déborde au bout d ’un temps: t1 =A x T1 = A(P+1)Tvco et change le rapport de division de P+1 à P

Phase 2 Prédiviseur par P Les compteurs A et M reçoivent des impulsions de fréquence F2 = Fvco / P, c ’est à dire de période T2 = 1/ F2 = P / Fvco = P Tvco Le compteur M déborde au bout d ’un temps: t2 = (M-A)PTvco et réinitialise le système.

Résultat La période des impulsions reçues par le comparateur de phase est : t1 + t2 = (MP + A)Tvco soit une fréquence: F = Fvco /(MP + A) Lorsque la boucle est verrouillée F = Fcomp d ’où: Fvco = (MP + A) Fcomp

Exemple Synthétiseur 145 MHz au pas de 12,5 kHz Prédiviseur par 10 / 11 145 000 = 12,5 (10M + A) M = 1160 A = 0 145 012,5 = 12,5 (10M + A) M=1160 A = 1

Intérêt du synthétiseur à deux modules Le pas du synthétiseur est égal à la fréquence de comparaison quelle que soit la valeur du prédiviseur. Tous les synthétiseurs modernes sont de ce type (fractional N)

Conclusion Les performances d ’un récepteur sont essentiellement dans la tête HF: sélectivité linéarité facteur de bruit résistance aux signaux forts qualité de l ’oscillateur local