Electronique de puissance (suite) ELEC 2753 Électrotechnique Electronique de puissance (suite) E. MATAGNE ernest.matagne@uclouvain.be

Convertisseurs triphasés Rappel de la notion de tension de phase

En triphasé, trois familles principales de convertisseurs les redresseurs : triphasé vers DC ; les onduleurs autonomes : DC vers triphasé ; les gradateurs : triphasé vers triphasé, ils modulent sur chaque période la durée de l’intervalle durant lequel chaque phase du récepteur est alimentée par le générateur. Principales applications dans l’industrie, alimentation à partir du réseau triphasé de moteurs à vitesse variable (pompes, ventilateurs, manutention…) ; dans le transport, alimentation à partir du réseau * des caténaires si elles sont en DC * des moteurs asynchrones et synchrones de traction dans les réseaux d’énergie, pour la production de puissance réactive et la compensation des harmoniques (correction des formes d’onde)

Redresseur à diodes sur charge fortement inductive La valeur moyenne de la tension de sortie et la valeur efficace du courant d’entrée sont faciles à calculer dans ce cas (vous devez pouvoir le faire tant en monophasé qu’en triphasé !). Le facteur de forme du courant d’entrée est bien meilleur que dans le cas d’une charge capacitive !

Redresseur à thyristors On peut imposer un retard par rapport à l’instant de mise en conduction qui aurait lieu dans un pont de diodes. Ce retard est souvent exprimé en angle (1 période = 360°). Sur charge inductive, la tension moyenne de sortie est proportionnelle au cosinus de cet angle. Elle peut devenir négative si la charge maintient le sens du courant (on renvoie alors de la puissance au réseau triphasé).

Onduleur triphasé de tension (commande pleine onde)

Onduleur triphasé de tension (commande MLI)

Gradateurs (montage « étoile »)

Gradateurs (montage « triangle » sur charge résistive)

Gradateurs (montage « triangle » sur charge inductive)

Calcul des pertes dans les semiconducteurs

Introduction Si les semiconducteurs étaient idéaux, ils ne dissiperaient pas d’énergie. En pratique, ils occasionnent une perte de puissance qui cause, outre la baisse de rendement des convertisseurs, l’échauffement des semiconducteurs. Le courant de fuite qui traverse les semiconducteurs est souvent très petit, et n’occasionne donc pas de pertes de puissance significatives On distingue donc deux types de pertes pertes de conduction liées au courant pertes de commutation (souvent négligeables à 50 Hz, mais augmentent avec la fréquence).

Pour évaluer les pertes, il faut déterminer l’évolution des courants et tensions dans les semiconducteurs. Comme les pertes sont normalement petites, ceci se fait généralement sans tenir compte des imperfections des semiconducteurs. On utilise alors ces évolutions pour calculer les pertes en tenant compte de ces imperfections.

Pertes de conduction Une façon simple de calculer ces pertes est de modéliser la relation tension-courant du semi-conducteur à l’état passant sous la forme u = useuil + Rinc i (Dans les MOSFETs, useuil est nul. Par contre, Rinc est plus grand ) La puissance dissipée vaut alors, en moyenne <p> = <ui> = useuil <|i|> + Rinc <i2> = useuil Iredr. moy. + Rinc I2 Importance de pouvoir calculer Iredr. moy. et I pour diverses formes d’onde !

Pertes dues à la vitesse de commutation limitée Idéalement, les changements d’état des semiconducteurs sont instantanées, et ne donnent donc pas lieu à une perte d’énergie. En pratique, il faut un certain temps (ton) pour la mise en conduction et un certain temps (toff) pour le blocage. Pendant les commutations, le courant et la tension sont tous deux différents de zéro. Ainsi, lors de la mise en conduction, la tension passe d’une valeur u à une valeur 0 et le courant d’une valeur 0 à une valeur i. En supposant que ces évolutions se font simultanément (ou à la suite l’une de l’autre) et de façon linéaire en le temps, on calcule sans peine (à faire comme exercice) que l’énergie dissipée est won = u i ton / 6 (ou won = u i ton / 2) Très approché ! On a de même woff = u i toff / 6 (woff = u i toff / 2 ) " " Si ces phénomènes se répètent, la puissance moyenne perdue vaut (won + woff ) f . En pratique, les pertes de commutation sont plus élevées que ce que prévoient ces formules car il faut tenir compte de l’environnement du composant.

Pour réduire les pertes de commutation, on a intérêt à réduire ton et toff . Les valeurs minimum de ton et toff sont parfois imposées par le semiconducteur lui-même (ainsi, les mosfet sont plus rapides que les transistor bipolaires et les igbt). Cependant, on utilise souvent les semiconducteurs avec des temps de commutation plus grands que ce que le semiconducteur permet, car une commutation rapide est source de surtension lors du blocage à cause des inductances « parasites » en série avec le semiconducteur de surcourant lors de la mise en conduction à cause notamment des capacités « parasites » en parallèle avec le semiconducteur. Pour commuter rapidement, il faut donc non seulement que le semiconducteur le permette, mais encore qu’il supporte la surtension et le surcourant qui en résultera, ce qui augmentera son prix !

Augmentation des pertes de commutation dues au circuit Si le semiconducteur est en série avec une inductance, l’énergie accumulée dans cette inductance, soit Li2 /2 si elle est linéaire, sera inclue dans woff lors du blocage du semiconducteur. Note : dans un circuit plus compliqué, considérer pour le calcul l’inductance « vue » par le semiconducteur. De même, si le semiconducteur est en parallèle avec une capacité, l’énergie accumulée dans cette capacité, soit Cu2 /2 si elle est linéaire, sera inclue dans won lors de la mise en conduction du semiconducteur. Note : dans un circuit plus compliqué, considérer pour le calcul la capacité «  vue » par le semiconducteur.

Lors du blocage d’une diode, celle-ci laisse passer momentanément un courant inverse, le temps d’extraire les porteurs qui la rendaient conductrice. La charge correspondant à cette impulsion de courant porte le nom de charge recouvrée. Cette charge occasionne des pertes de commutation non seulement dans la diode, mais aussi dans le semiconducteur commandé qui commute en même temps que la diode (un peu comme si celui-ci voyait une capacité parasite). Lors de la commutation d’une tension u, on peut donc s’attendre à des pertes de commutation de l’ordre du produit qrec u , à répartir éventuellement entre deux semiconducteurs.

En réduisant les inductances et capacités « parasites », ainsi que la charge recouvrée des diodes, on réduit les pertes de commutation dues à ces éléments. En outre, cela permet de réduire ton et toff , ce qui contribue aussi à réduire les pertes de commutation. Dans les circuits qui fonctionnent à fréquence élevée, les pertes de commutation jouent un rôle important et on a donc tout intérêt à réduire les inductances et capacités « parasites » par une réalisation soigneuse du câblage électrique, et à choisir des diodes à faible charge recouvrée. En pratique, on a intérêt à augmenter la fréquence de fonctionnement pour diminuer la taille des inductances et capacités, mais on est limité dans cette voie par l’augmentation des pertes de commutation : le choix de la fréquence résulte donc souvent d’un compromis.

Circuits d’aide à la commutation Parfois, on munit les semiconducteurs d’un circuit d’aide à la commutation qui réduit les valeurs transitoires vues par le semiconducteur ou « envoie ailleurs » l’énergie liée aux éléments parasites. Ce circuit est formé de condensateurs, inductances, diodes, résistances… On peut alors utiliser un semiconducteur moins robuste (donc moins cher ou plus facilement disponible), mais au prix d’un circuit supplémentaire. De plus, l’énergie liée aux éléments parasites est souvent perdue car dissipée dans ce circuit, ce qui soulage le semiconducteur mais n’améliore pas le rendement du dispositif.

Choix de composants Les composants doivent non seulement pouvoir supporter les valeurs de crête des tensions et des courants dont ils sont le siège, mais encore pouvoir évacuer la chaleur dégagée. L’évacuation de la chaleur ne dépend pas uniquement du semiconducteur, mais aussi du radiateur (ou autre dispositif de refroidissement) sur lequel il est fixé, ainsi que de la température du milieu vers lequel on évacue la chaleur produite. On trouve dans les datasheets des fabricants la donnée de la température de jonction acceptable (pour une durée de vie donnée) et la valeur de la résistance thermique jonction-boîtier (qui n’est qu’une partie de la résistance thermique jonction-ambiante).

Évolution des composants Le silicium ne peut fonctionner qu’à des températures inférieures à 120 .. 160 °C . On cherche à le remplacer par d’autres matériaux semiconducteurs, notamment le carbure de silicium qui peut fonctionner à 300°C.