1 Cours d’Electronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2004/2005 Thomas Heiser Laboratoire PHASE-CNRS (Physique et Applications.

Présentation au sujet: "1 Cours d’Electronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2004/2005 Thomas Heiser Laboratoire PHASE-CNRS (Physique et Applications."— Transcription de la présentation:

1 1 Cours d’Electronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2004/2005 Thomas Heiser Laboratoire PHASE-CNRS (Physique et Applications des Semiconducteurs) Campus Cronenbourg tel: 03 88 10 62 33 mail: heiser@phase.c-strasbourg.fr (http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA2004/)  http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA/

2 2 Qu’est-ce que l’électronique ? Domaine de la physique appliquée qui exploite les variations de grandeurs électriques pour capter, transmettre ou analyser des informations. Introduction  Le traitement de l’information est généralement assuré par des circuits électroniques.

3 3 Un ensemble de composants (résistances, condensateurs, diodes, transistors, circuits intégrés: AOP, microprocesseurs, …) qui agissent sur les courants et tensions éléctriques Qu’est-ce qu’un circuit électronique ?  ils engendrent, modifient et utilisent des signaux électriques. générateur, capteur, compteur,…. amplificateur, redressement, modulateur,… stockage et traitement de l’information, commande et contrôle d’appareillage,...

4 4 Technologie des composants semiconducteurs L’hierarchie de l’Electronique Conception de circuits électroniques et microélectroniques Réalisation de systèmes complets - Conception et modélisation des composants  physique des semiconducteurs (transport de charge, interfaces,…) - Fabrication des composants  physique de la matière condensée (croissance cristalline, dopage, …) - Conception de circuits fonctionnels - Conception assistée par ordinateur  Traitement du signal, algèbre de Boole - Architecture des systèmes - Interfaces avec l’environnement - Systèmes asservis

5 5 Electronique « Analogique » ou « Numérique » Electronique analogique - Variation continue des grandeurs électriques  Information  valeurs instantanées I(t) et V(t) Electronique numérique - Variation binaire des grandeurs électriques  Codage de l’Information  Niveau d’abstraction supplémentaire

6 6 Instrumentation Robotique Communications Multimédia Systèmes informatiques Cartes mémoires … Pourquoi quelles applications ?

7 7 R&D sur les composants électroniques – réduction des dimensions, introduction de nouveaux matériaux, nouveaux types de composants: optoélectronique, de puissance, mémoires,... Simulation et programmation –R&D sur la simulation de la fabrication et du fonctionnement des C.I. Conception de circuits électroniques –conception, simulation et réalisation de circuits pour toute application Pourquoi quels métiers ?

8 8 L’électronique : Un domaine en évolution exponentielle… En 1947 : le premier transistor En 1957 : le premier CI (Texas / Kilby)

9 9 En 1971 : le premier Processeur 4004 d’INTEL : 15/11/1971 (2250 Transistors Bipolaires, 108 KHz, 4bits, 604 mots ad.)

10 10 Hier : le Pentium IV 42.10 6 TMOS (taille d’un transistor: ~0,18  m)

11 11 La « loi » empirique de Moore… Taille des transistor  Taux d’intégration  Vitesse de calcul 

12 12 et demain… La nano-électronique Transistor 25nm (10nm possible) Couplage avec la micro-mécanique et l’optique (MEMS, MOEMS)…

13 13 Electronique moléculaire Une molécule comme composant Electronique sur plastique Les technologies émergentes

14 14 Mais ça ne se fait pas tout seul...

15 15 L’ Electronique à l’ENSPS… 1A: Les bases : - Electronique Analogique - Electronique Numérique - Complément d’électronique 2A: Notions avancées : - Electronique Numérique et Analogique II - Simulation et modélisation en microélectronique - Microcontrôleurs En option : - Physique des dispositifs semiconducteurs - Technologie des composants numériques 3A: La spécialisation : - ENSPS: OPTION ELEC - MASTER Micro- et Nano- Electronique: Composants et Systèmes

16 16 Physique de la matière  semiconducteurs, théorie des bandes, transport de charges Emetteurs capteurs  physique des composants semiconducteurs Systèmes asservis  systèmes linéaires, circuits à contre-réaction Traitement du signal  filtrage, systèmes linéaires, modulation... Le lien avec les autres enseignements (1A) :

17 17 Contenu du cours d ’électronique analogique 1.Quelques rappels utiles 2. Les Diodes 3. Applications des diodes 4. Le Transistor bipolaire 5. Les Transistors à effet de champ 6. Rétroaction et amplificateur opérationnel Bibliographie * Traité de l ’électronique analogique et numérique (Vol.1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor,1996 * Principes d’électronique, Alberto P. Malvino, McGraw-Hill, 1991 * Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000 *Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994

18 18 1. Les bases 1.1 Composants linéaires et loi d’Ohm … :  Le ”modèle linéaire” ne décrit le comportement réel du composant que dans un “domaine de fonctionnement (linéaire)” fini. I V Résistance électrique = composant linéaire : V = R I loi d’Ohm V I R Généralisation aux circuits en “régime harmonique” (variation sinusoïdale des tensions et courants) : C L composant linéaire : “impédance” :

19 19 1.2 Source de tension, source de courant : 1.2.1 Sources idéales : I V IoIo IoIo Vcharge I source de courant idéale :  le courant fourni par la source est indépendant de la charge source de tension idéale : V I VoVo VoVo Vcharge I  la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge

20 20 V 1.2.2 Sources réelles : I IoIo source de courant réelle :  Le domaine de linéarité défini la “plage de fonctionnement” du composant en tant que source de courant domaine de fonctionnement linéaire ou “domaine de linéarité” source de “courant”  R i >> V/I = Z e = “impédance d’entrée” de la charge. tant que I >> courant dans la résistance interne  schéma équivalent Schéma équivalent: IoIo RiRi Vcharge I R i = “résistance interne” (G i = 1/R i = conductance interne) hyp : V  domaine de linéarité

21 21 V I VoVo source de tension réelle : domaine de linéarité  schéma équivalent VoVo Vcharge I source de “tension”  R i << Z e tant que la chute de potentiel aux bornes de R i est faible devant V chargeV I VoVo RiRi hyp : V  domaine de linéarité Schéma équivalent:

22 22 Transformation de schéma :  selon la valeur de Z e /R i on parle de source de tension (Z e >>R i ) ou source de courant (Z e <<R i ) en fait...  “vu” de la charge VoVo RiRi RiRi IoIo avec = “courant de court-circuit” (charge remplacée par un court-circuit) puisque [V o = tension en “circuit ouvert” du dipôle] Sources liéesLorsque la tension (ou le courant) délivrée par une source dépend de la tension aux bornes d’un des composants du circuit ou du courant le parcourant, la source est dite “liée”. Vous verrez des exemples de sources liées dans le cas des transistors. charge

23 23 1.3 Théorème de Thévenin :  Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et de sources de courant est équivalent à une résistance unique R Th en série avec une source de tension idéale V th. Calcul de V th : Calcul de R th : V I A B  V th R th V I = “générateur de Thévenin” A B ou [remplacement des sources de tension non-liées par un fil (V o =0), et des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (I o =0)] en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées.

24 24 Mesure de R th : n Au multimètre : exceptionnel… puisqu’il faut remplacer toutes sources non-liées par des court- circuits ou des circuits ouverts tout en s’assurant que le domaine de linéarité s’étend jusqu’à V=0V. n A partir de la mesure de V(I) : I V mesures pente = - R th générateur équivalent de Thévenin V th  En régime harmonique le théorème de Thévenin se généralise aux impédances complexes.  “Générateur de Norton” = source de courant équivalente au générateur de Thévenin  R th = “impédance de sortie” du montage.  méthode de “division moitié”

25 25 2. Les Diodes IdId VdVd 2.1 Définition n Caractéristique courant- tension d’une diode idéale : IdId VdVd sous polarisation “directe” (“V d  0”), la diode = court-circuit (i.e. conducteur parfait) sous polarisation “inverse” (V d <0) la diode = circuit ouvert * Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le redressement d’une tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …). *La diode (même idéale) est un composant non-linéaire * Aujourd’hui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs (jonction PN ou diode Schottky, cf cours Capteurs 1A et Option: Physique des dispositifs électrique 2A)

26 26 2.2 Caractéristiques d’une diode réelle à base de Silicium hyp: régime statique (tension et courant indépendants du temps) VdVd IsIs n Pour V d <0, la diode se comporte comme un bon isolant : I s ~ 1 pA - 1µA, å la diode est dite “bloquée” å dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire å le courant “inverse”, I s, augmente avec la température comportement linéaire n Pour V d >> ~0.7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire å la diode est dite “passante” å mais I d n’est pas proportionnel à V d (il existe une “tension seuil”~ V o ) VoVo

27 27 VdVd n Zone « du coude » : V d  [0,~ V o ] : augmentation exponentielle du courant avec 1  2 (facteur “d’idéalité”) V T = k T/e k = 1,38 10 -23 J/K= constante de Boltzmann e= 1.6 10 -19 Coulomb, T la température en °Kelvin I s = courant inverse å le comportement est fortement non-linéaire å forte variation avec la température VoVo * V T (300K) = 26 mV

28 28 n Zone de claquage inverse Ordre de grandeur : V max = quelques dizaines de Volts  peut conduire à la destruction pour une diode non conçue pour fonctionner dans cette zone.  V max = « P.I. V » (Peak Inverse Voltage) ou « P.R.V » (Peak Reverse Voltage) IdId VdVd V max claquage par effet Zener ou Avalanche VoVo Limites de fonctionnement : Il faut que V d I d =P max n Limitation en puissance V d I d =P max n Influence de T : V d (à I d constant) diminue de ~2mV/°C diode bloquée : I d = I S double tous les 10°C diode passante : (diode en Si)

29 29 2.3 Diode dans un circuit et droite de charge 2.3.1 Point de fonctionnement V al RLRL VRVR IdId I d, V d, ? nComment déterminer la tension aux bornes d’une diode insérée dans un circuit et le courant qui la traverse? VdVd ê I d et V d respectent les Lois de Kirchhoff ê I d et V d sont sur la caractéristique I(V) du composant ê Au point de fonctionnement de la diode, (I d,V d ) remplissent ces deux conditions

30 30 V al /R L V al « Droite de charge » IdId VdVd Caractéristique I(V) 2.3.2 Droite de charge n Loi de Kirchoff : = Droite de charge de la diode dans le circuit ê Connaissant I d (V d ) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement * procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant ! ê On peut “calculer” le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié. Q= Point de fonctionnement IQIQ VQVQ Q

31 31 2.4 Modéles Statiques à segments linéaires 2.4.1. “Première” approximation: Diode « idéale »  On néglige l’écart entre les caractéristiques réelle et idéale V al >0 IdId VdVd V al pente=1/R i V al < 0 IdId VdVd V al RiRi IdId VdVd IdId VdVd l pas de tension seuil l conducteur parfait sous polarisation directe l V d <0: circuit ouvert diode “bloquée” V al RiRi n Schémas équivalents : V al RiRi diode “passante”  hyp: I d, V d constants

32 32 2.4.2 Seconde approximation IdId VdVd IdId VdVd l tension seuil V o non nulle l caractéristique directe verticale (pas de “résistance série”) l V d <0: circuit ouvert VoVo V al RiRi VoVo schémas équivalents : diode “passante” IdId V al RiRi V al <V o VdVd V al diode “bloquée” V al RiRi n Schémas équivalents V al >V o IdId VdVd V al pente=1/R i VoVo * Pour une diode en Si: V o  0,6-0,7 V

33 33 2.4.3 3 ième Approximation IdId VdVd l tension seuil V o non nulle l résistance directe R f non nulle l V d <0: résistance R r finie VdVd 1 VoVo Modélisation pente = 1/R f pente = 1/R r ~0 Caractéristique réelle -2-1.5-0.500.51 n Schémas équivalents IdId VdVd V al pente=1/R i VoVo V al >V o : V al RiRi IdId VdVd RrRr diode bloquée V al <V o : V al RiRi diode passante VoVo RfRf schémas équivalents : VdVd IdId  Pour une diode en silicium, V o = 0,6-0.7V, R f ~ q.q. 10  R r >> M 

34 34 Remarques : n n Le choix du modèle dépend de la précision requise. n Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la caractéristique inverse, ….) sont pris en compte par des modèles plus évolués (modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE).

35 35 2.4.4 Calcul du point de fonctionnement via l’utilisation des schémas équivalents : Problème: le schéma dépend de l’état (passante ou bloquée) de la diode. Démarche (pour débutant...): a) choisir un schéma (ou état) en vous aidant de la droite de charge b) trouver le point de fonctionnement Q de la diode c) vérifier la cohérence du résultat avec l’hypothèse de départ S’il y a contradiction, il y a eu erreur sur l’état supposé de la diode. Recommencer le calcul avec l’autre schéma. Démarche pour étudiants confirmés... Un coup d’œil attentif suffit pour trouver l’état (passant/bloqué) de la diode ! Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent...

36 36 Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 3ième approximation pour la diode. V al = 5V R L = 1k  > Informations sur la diode: V o = 0.6V (  Si) R f = 15  R r =1M  5V 1k  VoVo RfRf VdVd > IdId hypothèse initiale : diode passante [  V d >V o, (I d >0)] OK! En partant de l’hypothèse d’une diode bloquée: En utilisant la 2ième approximation: (R f = 0, R r =  ) è La 2 ième approx. est souvent suffisante pour une étude qualitative du fonctionnement d’un circuit

37 37 Autres exemples : v sortie v entrée R 1 = 1k  V ref =2V avec v entrée signal basse fréquence telque le modèle statique reste valable (période du signal < temps de réponse de la diode  pas d’effet “capacitif” ou ) Etude du signal de sortie en fonction de l’amplitude du signal d’entrée : à fréquence nulle : v entrée = V e (constant) 2) 1) V al 50  1M  Calcul de I d et V d pour : a)V al = -5V b) V al = 5V Caractéristiques des diodes : R f = 30 , V o =0.6V, I s =0 et R R infinie Conseil: simplifier le circuit d’abord avant de vous lancer dans des calculs

38 38 Diodes au Si 3) 2 V D1D1 D2D2 100  4) 1V 50  Diodes au Si

39 39 2.5 Comportement dynamique d ’une diode 2.5.1 Préambule : Analyse statique / dynamique d’un circuit L’ Analyse dynamique … ne concerne que les composantes variables des tensions et courants (ou “signaux” électriques, ou encore composantes alternatives (AC) ) * n’a d’intérêt que s’il y a des sources variables! L’ Analyse statique … se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques (ou composantes continues, ou encore composantes statiques) * = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes Notation : lettres majuscules pour les composantes continues lettres minuscules pour les composantes variables

40 40 Illustration : Etude la tension aux bornes d’un composant inséré dans un circuit. R1R1 R2R2 V(t)=V+v(t) VEVE veve hypothèses: v e = signal sinusoïdal, à valeur moyenne nulle V E = source statique Calcul complet V v(t) Principe de superposition : * Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition s’applique è la source statique V E est à l’origine de V, et v e est à l’origine de v

41 41 VEVE R1R1 R2R2 V Analyse statique : “schéma statique” du circuit Analyse dynamique :  V E = 0 veve R1R1 R2R2 “schéma dynamique” v * Une source de tension statique correspond à un “court-circuit dynamique” * En statique, une source de tension variable à valeur moyenne nulle correspond à un court-circuit

42 42 Autres exemples: veve IoIo R1R1 R2R2 R3R3 V(t)=V+v(t) 1) * Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert. [puisque i(t)=0!] Schéma dynamique veve R1R1 R2R2 R3R3 v Schéma statique IoIo R1R1 R2R2 R3R3 V

43 43 2) V (t) vgvg RgRg V al R1R1 R2R2 C Schéma statique : à fréquence nulle C = circuit ouvert * C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui dépend de la fréquence du signal V V al R1R1 R2R2

44 44 Schéma dynamique : v vgvg RgRg R1R1 R2R2 schéma équivalent dynamique pour  suffisamment élevée : ZCZC et * A “très hautes” fréquences (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par un court-circuit.

45 45 * Le principe de superposition n’est plus valable en présence de composants non-linéaires ! Extrapolations possibles: n le point de fonctionnement reste dans un des domaines de linéarité du composant non- linéaire n l’amplitude du signal est suffisamment faible pour que le comportement du composant reste approximativement linéaire.  “modèle linéaire petits signaux” de la diode

46 46 n Variation de faible amplitude autour du point de fonctionnement statique Q : è la caractéristique I d (V d ) peut être approximée par la tangente en Q ê êschéma équivalent dynamique correspondant au point Q :  = “résistance dynamique” de la diode IdId VdVd VoVo Q pente : 2|i d |  v| 2.5.2 Modèle petits signaux (basses fréquences) * Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit ! hypothèse: variation suffisamment lente (basse fréquence) pour que la caractéristique “statique” reste valable.

47 47 n Notation : r f = = résistance dynamique pour V d Q > 0 r r = = résistance dynamique pour V d Q < 0 * à température ambiante : è Pour V d >> V o, r f  R f è Pour V d < 0, r r  R r è Pour V d  [0, ~V o ], * proche de V o la caractéristique I(V) s’écarte de la loi exponentielle å r f ne devient jamais inférieure à R f (voir courbe expérimentale, p27) p27

48 48 Exemple : V d (t) VeVe veve RaRa 1k  C 10µF D RbRb 2k  5V Analyse statique : diode: Si, R f = 10 , V o = 0,6V, Température : 300K Analyse dynamique : Schéma dynamique : 1k  veve 2k  ~ 12  vdvd  Amplitude des ondulations résiduelles : 1,2 mV

49 49 2.5.3 Réponse fréquentielle des diodes n Limitation à haute fréquence : Pour des raisons physiques, le courant I d ne peut suivre les variations instantanées de V d au delà d’une certaine fréquence. è apparition d’un déphasage entre I d et V d è le modèle dynamique basse fréquence n’est plus valable n Le temps de réponse de la diode dépend : ê du sens de variation (passant  bloqué, bloqué  passant) (  signaux de grande amplitude) ê du point de fonctionnement statique (pour des petites variations)

50 50 n Variation de V d de faible amplitude, sous polarisation directe (V d Q >0) * une petite variation de V d induit une grande variation I d, c’est -à-dire des charges qui traversent la diode * A haute fréquence, des charges restent “stockées” dans la diode (elle n’arrivent pas à suivre les variations de V d ) * ~ Comportement d’un condensateur, dont la valeur augmente avec I d (cf physique des dispositifs semiconducteurs) * Ordre de grandeur : C d ~ 40 nF à 1mA, 300K. Modèle petits signaux haute fréquence (V d >0) : = “capacité de diffusion”  rcrc r sc * à basse fréquence : r c + r s = r f * la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu.

51 51 suite de l’exemple précédent…: V d (t) veve RaRa 1k  C 10µF D RbRb 2k  5V I d = 2,2mA  C diff ~100nF A quelle fréquence la capacité dynamique commence-t-elle à influencer la tension v d ? log f -3dB Schéma dynamique en tenant compte de C diff : 1k  veve ~ 12  v C diff r th ~11  v th v C diff = « filtre » passe-bas (hyp simplificatrice: r c ~0)

52 52 n Variation de V d de faible amplitude, sous polarisation inverse (V d Q < 0) : * une variation de V d entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son tour déplace les charges électriques. * à haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieur à I s. * Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique : r Modèle petits signaux haute fréquence (V d < 0) : = capacité de “transition” ou “déplétion” ê Ordre de grandeur : ~pF

53 53 n Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse ê le temps de réponse dépend du courant avant commutation. ê ordre de grandeur : ps  ns Le temps de réponse fini de la diode s’observe aussi en « mode impulsionnel », lorsque la diode bascule d’un état passant vers un état bloqué et vice-versa. VdVd VgVg R VoVo VgVg t -V R VQVQ temps de réponse -VR-VR VdVd VoVo IdId (V Q -V o )/R -V R /R

54 54 2.6 Quelques diodes spéciales Ordre de grandeur : V Z ~1-100 V, I min ~0,01- 0,1mA, P max  régime de fonctionnement * Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une tension seuil négative ou « tension Zener » (V Z ) 2.6.1 Diode Zener -I max I max : courant max. supporté par la diode (puissance max:P max ~V Z I max ) -V z V Z : tension Zener (par définition: V Z >0) -I min I min : courant minimal (en valeur absolue) au delà duquel commence le domaine linéaire “Zener” IdId VdVd n Caractéristiques

55 55 IdId VdVd -V z -I min -I max pente 1/R z n schémas équivalents hyp : Q  domaine Zener Q ê Modèle statique :  VzVz VdVd IdId + RzRz ê Modèle dynamique, basses fréquences, faibles signaux : pour |I d | >I min

56 56 2.6.2 Diode électroluminescente (ou LED) n Principe : La circulation du courant provoque la luminescence ê Fonctionnement sous polarisation directe (V > V o ) ê L’intensité lumineuse  courant électriqueI d * Ne marche pas avec le Si (cf. cours Capteurs) å V o  0.7V ! (AsGa: ~1.3V)

57 57 3. Applications des Diodes 3.1 Limiteur de crête (clipping) n Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre une tension d’entrée trop élevée ou d’une polarité donnée. Un aperçu qui sera complété en TD et TP. IdId V d =V e VgVg Q VoVo droite de charge Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode. Clipping parallèle VeVe VgVg circuit à protéger RgRg ZeZe (diode // charge) Clipping série : V e (t) circuit à protéger ZeZe VgVg RgRg

58 58 n Protection par diode : ê V max<0 ~ - 0.7V ê V A  ~20,7V ê la conduction de la diode engendre un courant transitoire et diminue la tension inductive. +20V V I L I V n ouverture de l’interrupteur : ê ê V A  +  êrisque de décharge électrique à travers l’interrupteur ouvert * L’interrupteur pourrait être un transistor... Protection contre une surtension inductive (ex: ouverture/ fermeture d’un relais) A

59 59 3.2 Alimentation Transformer un signal alternatif en tension continue stable (ex: pour l’alimentation d’un appareil en tension continue à partir du secteur) n Objectif: Les fonctions effectuée par une alimentation : Redressement Filtrage passe-bas Régulation V>0 V<0

60 60 Redressement simple alternance 220V 50Hz RcRc VsVs VsVs t (cf avant) R i =résistance de sortie du transformateur V m =amplitude du signal du secondaire Redressement double alternance (pont de Graetz) D1D1 D2D2 D3D3 D4D4 R RcRc ViVi VsVs ViVi t Vs,Vs, ~1.4V

61 61 avec filtrage : avec condensateur sans condensateur D1D1 D2D2 D3D3 D4D4 R VsVs 50  R c =10k  ViVi 200µF Charge du condensateur à travers R et décharge à travers R c  RC << R c C ondulation résiduelle Régulation: utilisation d’une diode Zener (cf TD, TP et chapitre sur les transistors)

62 62 Autres configurations possibles : * mauvais rendement, puisqu’à chaque instant seule la moitié du bobinage secondaire est utilisé secteur ~ transformateur à point milieu n Utilisation d’un transformateur à point milieu : secteur ~ +V al -V al masse n Alimentation symétrique :

63 63 3.3 Restitution d’une composante continue (clamping) ou « circuit élévateur de tension » Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives)  reconstitution d’une composante continue (valeur moyenne) non nulle n Fonction : Exemple : VcVc V g (t) C VdVd D RgRg l Lorsque V g - V c < 0.7, la diode est bloquée èV c = constant (C ne peut se décharger!) è V d = V g +V c VgVg RgRg C VcVc VdVd å ~ composante continue Fonctionnement : (hyp: diode au silicium) l Lorsque V g - V c > ~0.7V, la diode est passante è C se charge et V c tend vers V g – 0.7 è V d ~ 0.7 VgVg RgRg C VcVc V d ~0.7V I

64 64 VcVc V g (t) C VdVd D RgRg l Cas particulier : (C déchargé) è Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge t (s) C=1µF R g =1k  f= 100hz V m =5V VcVc VgVg VdVd charge du condensateur V d  0.7V Simulation

65 65 Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive. êCharge de C avec une constante de temps de R g C à chaque fois que la diode est passante êDécharge de C avec une constante de temps R r C ê le circuit remplit ses fonctions, si pour f >>1/R r C (  10 5 hz dans l’exemple) : å en régime permanent: V d  V g - V m composante continue

66 66 3.4 Multiplieur de tension n Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir d’un signal d’entrée variable. La tension continue est généralement un multiple de l’amplitude du signal d’entrée. Exemple : doubleur de tension clamping redresseur monoalternance avec filtre RC ~ VgVg R c >> R g RgRg V D1 V Rc V m =10V, f=50Hz, C=10µF R c =100k . C ClCl t V D1,V Rc régime transitoire / permanent * En régime établi, le courant d’entrée du redresseur est faible (~ impédance d’entrée élevée) * Il ne s’agit pas d’une bonne source de tension, puisque le courant de sortie (dans R c ) doit rester faible (~ résistance interne élevée)

67 67 é l’impédance d’entrée de la charge doit être >> R f + R transformateur +R protection * source “flottante”  nécessité du transformateur charge source AC Autre exemples :Doubleur de tension

68 68 4. Transistor bipolaire 4.1 Introduction n le Transistor = l’élément “clef” de l’électronique il peut : ê amplifier un signal äamplificateur de tension, de courant, de puissance,... ê être utilisé comme une source de courant ê agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire) ä essentiel pour l’électronique numérique ê... il existe : ê soit comme composant discret ê soit sous forme de circuit intégré, i.e. faisant partie d’un circuit plus complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de transistors par circuit (microprocesseurs)

69 69 n on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ ê différents mécanismes physiques n Ils agissent, en 1 ière approx., comme une source de courant commandé * Idéalement : l’étage d’entrée ne dépend pas de l’étage de sortie. I contrôle source de courant commandée par un courant A = “gain” en courant ê transistor bipolaire : commandé par un courant V contrôle source de courant commandée par une tension G = transconductance. ê transistor à effet de champ: commandé par une tension

70 70 4.2 Structure et fonctionnement d’un transistor bipolaire n Structure simplifiée P+P+ P N E B C émetteur collecteur base Transistor PNP E C Transistor NPN N N P B + couplage entre les diodes diode « EB » diode « BC » * Deux « jonctions PN ou diodes » couplées  « effet transistor » * Symétrie NPN/PNP diode « EB » diode « BC »

71 71 n Effet transistor ê si V EE > ~ 0.7V, jonction EB passante  V BE ~ 0.7V, I E >> 0 ê V CC > 0, jonction BC “bloquée” => champ électrique intense à l’interface Base/Collecteur ê La majorité des électrons injectés par l’émetteur dans la base sont collectés par le champ è I C ~I E et I B = I E -I C << I E ê La jonction EB est dissymétrique (dopage plus élevé côté E)  courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E) ê En mode actif, I C est contrôlé par I E, et non vice versa… Exemple: Transisor NPN N N P + B E C V EE V CC RERE RCRC IEIE ICIC IBIB e-e- * Conditions de polarisation : Jonction EB : directe Jonction BC: inverse = MODE ACTIF du transistor

72 72 n Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale... ê Contraintes de polarisation : V BE > ~ 0.7V, V CB > - 0.5V. n Symboles B NPN C E B C E PNP * I E >0 en mode actif PNP ICIC IEIE IBIB nConventions des courants : NPN ICIC IEIE IBIB ê I E = I B +I C

73 73 4.3 Caractéristiques du transistor NPN n Choix des paramètres : l Configuration “Base Commune” ( base = électrode commune) ê Caractéristiques : I E (V BE,V BC ), I C (V BC,I E ) l Configuration “Emetteur Commun” (émetteur= électrode commune) ê Caractéristiques : I B (V BE, V CE ), I C (V CE, I B ) * La représentation des caractéristiques en configuration “collecteur commun” est plus rare. * Les différentes grandeurs électriques (I E, I B, V BE,V CE,…) sont liées: ê différentes repésentations équivalentes des caractéristiques électriques existent RERE RCRC V EE V CC IEIE ICIC IBIB V BE V CB V CE

74 74 nCaractéristiques en configuration BC : ê ~ caractéristique d’une jonction PN ê très peu d’influence de I C (resp. V CB ) Jonction BE passante I E >0, V BE  0.6-0.7V= « V o » Jonction BE bloqué I E ~ 0, V BE < 0.5 V CAS DU TRANSISTOR NPN I E (V BE, V CB ) : « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) I E (mA) V BE (V) V CB =0, -15 0.1 0.5 1 2

75 75 I C (V CB, I E ) : 1 1.5 2.0 tension seuil de la jonction BC mode actif  pour V CB > ~-0.5V, on a I C =  F  I E, avec  F  proche de 1. ä En mode actif, Ordre de grandeur :  F ~0.95 - 0.99  F = “gain en courant continue en BC” I E (mA)  jonction PN polarisée en inverse V CB (V) 0.5 1.0 1.5 -0.5 1 23 0 I c (mA) ê pour I E = 0, on a I C = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0 ä Transistor en “mode bloqué” ê pour V CB  -0.7, la jonction BC est passante, I C n’est plus controlée par I E ä Transistor en “mode saturé” 0.5

76 76 nCaractéristiques en configuration EC : I B (V BE, V CE ) : ê V BE > 0.6V, jonction PN passante * I B <<I E  charges non collectées par le champ électrique de la jonction BC  Influence non-négligeable de V CE sur  F  “Effet Early” « caractéristique d’entrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel)

77 77 I C (V CE, I B ) : Mode actif ê Mode actif : BE passant, BC bloquée  V BE  0.7V et V CB >~ -0.5 V ä V CE = V CB +V BE > -0.5 + 0.7 ~0.2 V * Grande dispersion de fabrication sur h FE.dispersion de fabrication ordre de grandeur : h FE ~ 50 - 250 h FE = “gain en courant continue en EC” = “  F ”  Effet Early :  F tend vers 1 lorsque V CE augmente  h FE augmente avec V CE I c (mA) V CE (V) I b = 20 µA 15µA 10µA 5µA 1 2 135 Transistor saturé ê Mode saturé : Diode BC passante -> I C ~ indépendant de I B ä h FE diminue lorsque V CE  0 Transistor bloqué I C = “I CO ”

78 78 n Modes actif / bloqué / saturé Configuration EC : Transistor NPN Mode saturé : ~0.2V B C E ~0.8V Mode saturé Mode bloqué : B C E Mode bloqué h FE I B B E C ~0.7V IBIB  Mode actif Mode actif : B C E * V CC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin) V CE ne peut pas dépasser cette valeur!

79 79 Mode actif : Mode bloqué : Configuration EC : Mode saturé : B E C ~0.7V h FE I B IBIB B Transistor PNP C E  Mode actif ~0.2V B C E ~0.8V Mode saturé B C E Mode bloqué

80 80 n Valeurs limites des transistors ê Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC) ê Puissance maximale dissipée : P max =V CE I C fiches techniques : ê Courants de saturations inverses : äI C, I B et I E  0 en mode bloqué I C V CE =P max

81 81 n Influence de la température * La caractéristique d’une jonction PN dépend de la température ê les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T ê V BE, à I B,E constant, diminue avec T ê ou réciproquement : pour V BE maintenue fixe, I E (et donc I C ) augmente avec T ê Risque d’emballement thermique :

82 82 4.4 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit n Droites de charges : Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de Kirchhoff appliquées au circuit. Exemple :l Comment déterminer I B, I C, V BE, V CE ? Droites de charges : +V CC V th R th RcRc  Point de fonctionnement

83 83 n Point de fonctionnement ê V BEQ  0.6-0.7V, dès que V th > 0.7V (diode passante transistor actif ou saturé) ê I c (mA) V CE (V)  I BQ Q V CEQ I CQ V CEsat I CO * Q fixe le mode de fonctionnement du transistor

84 84 Exemple : Calcul du point de fonctionnement +V CC =10V V th =1V R th =30k  R c =3k  h FE =100 * On a bien : ~0,3 <V CEQ < V CC Résultat cohérent avec le mode actif du transistor. V th R th RcRc V cc IBIB 0.7V h FE I B

85 85 Remplacement de R th par 3k  !! * Résultat incompatible avec le mode actif êle modèle donne des valeurs erronnées Cause : I c (mA) V CE (V)  I BQ Q V CEQ En ayant augmenté I BQ,(réduction de R th ) Q a atteint la limite de la zone correspondant au mode actif et +V CC =10V V th =1V R th =3k  R c =3k  h FE =100

86 86 n Quelques circuits élémentaires : t<0 : V BE < 0.7V  Mode bloqué Transistor interrupteur: +V CC RcRc RBRB V BB t 0.7V ICIC V CE V CC Interrupteur ouvert +V CC RCRC RBRB “Interrupteur ouvert” Interrupteur fermé t>0 :V BE > ~0.8V, telque R c I c ~V CC  V CE ~qq. 100mV ~0.8V ~0.2V <<V CC V CC RCRC RBRB “Interrupteur fermé”

87 87 Transistor source de courant : charge R c V CC V BB RERE I E Source de courant “quelque soit” R c … tant que le transistor est en mode actif Domaine de fonctionnement : l pour R c supérieure à R cmax  transitor saturé *

88 88 Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension 15V 10k V z =5,6V charge I 10V 560  4,7k I charge

89 89 Transistor, amplificateur de tension : +V CC V BB vBvB RERE RCRC V Sortie E B ICIC En négligeant la variation de V BE : hypothèses : lPoint de fonctionnement “au repos” : Transistor en mode actif lorsque v B = 0 (amplificateur “classe A”) l Amplitude du signal v B suffisamment faible pourque le transistor soit à chaque instant actif Enfin : avec : et Le “signal”v B est amplifié par le facteur * A v = “  ” pour R E =0 ?? voir plus loin pour la réponse... * Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale? (I B <<I C ) l En 1 ière approximation :

90 90 4.5 Circuits de polarisation du transistor l Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor l Le choix du point de repos dépend de l’application du circuit. l Il doit être à l’intérieur du domaine de fonctionnement du transisor (I C(B) < I max,, V CE (BE) <V max,....) l Les principales caractéristiques d’un circuit de polarisation sont : ä sensibilité par rapport à la dispersion de fabrication du transistor (incertitude sur h FE,… ) ä stabilité thermique. (coefficient de température des différents paramètres du transistor :V BE, h FE,…).

91 91 n Circuit de polarisation de base (à courant I B constant) V CC RCRC RBRB Conséquence :  h FE   I c   V CE  Le point de repos dépend fortement de h FE = inconvénient majeur  Circuit de polarisation peu utilisé. ICIC V CE Q1Q1 V CE1 I C1 2 transistors différents même I B Q2Q2 V CE2 I C2 Exemple : Transistor en mode saturé  R B tel que en prenant pour h FE la valeur minimale garantie par le constructeur. Dispersion de fabrication: h FE mal défini

92 92 n Polarisation par réaction de collecteur +V CC RCRC RBRB Le point de fonctionnement reste sensible à h FE Propriété intéressante du montage : Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque V CE ne peut être inférieur à 0.7V Cas particulier : R B =0 ê Le transistor se comporte comme un diode.

93 93 n Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant » R1R1 R2R2 RERE RCRC +V CC ê Peu sensible à h FE : ê Bonne stabilité thermique de I C à condition que V th >>V o V B >>V o +V CC V th R th RcRc avec et (V o ~0.7V) Règles « d’or » pour la conception du montage : R th /R E  0.1 h FE min ou encore R 2 < 0.1 h FE min R E  I R2  10 I b V E ~V CC /3  Diminuer R th augmente le courant de polarisation I R1

94 94 R E introduit une contre-réaction Une façon de comprendre la stabilité du montage : R1R1 R2R2 RERE RCRC +V CC Augmentation de T V E augmente V B ~V th V BE et I E diminuent contre-réaction diminue de 2mV/°C I E augmente

95 95 4.6 Modèle dynamique l Variation de faibles amplitudes autour d’un point de fonctionnement statique l Comportement approximativement linéaire ê Modèles équivalents n Caractéristique d’entrée : +V CC V BB vBvB RERE RCRC V Sortie E B ICIC I BQ V BE 0.2 0.40.6 0 IBIB V BEQ v BE iBiB t t droite de charge Q Pour v B petit: h ie = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC

96 96  h ie  « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle linéaire) Notation : = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC * Ne pas confondre h ie avec l’impédance d’entrée du circuit complet. (voir plus loin). B E C h ie ibib v be * A température ambiante (300K) on a :

97 97 n Caractéristique de sortie en mode actif : En première approximation : IcIc V CE I BQ Q droite de charge i c =h fe i b t I BQ +i b v ce En tenant compte de l’effet Early:où h fe = gain en courant dynamique  h FE en Q (*) ibib h ie h fe i b B E C icic B ibib h ie h fe i b E C icic h oe -1 = impédance de sortie du transistor en EC Ordre de grandeur : 100k  - 1M  * Le modèle dynamique ne dépend pas du type (NPN ou PNP) du transistor

98 98 IcIc V CE I B (µA) droite de charge 1 5 10 15 20 IcIc I B (µA) Q Q tangente en Q droite passant par l’origine on a généralement : sauf à proximité du domaine saturé Note sur h FE et h fe :

99 99 n Analyse statique / analyse dynamique Exemple: Amplificateur de tension V CC R1R1 R2R2 RcRc RERE C vgvg V s =V S +v s composante continue signal V CC R1R1 R2R2 RcRc RERE VSVS statique ê Point de fonctionnement statique Q (cf avant) Analyse statique : on ne considère que la composante continue des courants et tensions  C = circuit ouvert (aucun courant moyen circule à travers C). A.N.: V cc =15V R 1 =47k R 2 =27k R c =2.4k R E =2.2k h FE =100

100 100 Hypothèses : transistor en mode actif  schéma équivalent du transistor Analyse dynamique : vgvg R 1 // R 2 RERE h ie h fe i b ibib vsvs RcRc en négligeant h oe... Schéma dynamique du circuit : vgvg R1R1 R2R2 RERE ibib vsvs RcRc (circuit ouvert) h ie h oe -1 h fe i b transistor

101 101 * Pour C suffisamment élevée on peut négliger son impédance devant les résistances : Calcul de la fonction de transfert v s /v g : ibib vgvg R 1 // R 2 RERE h ie h fe i b vsvs RcRc * Pour R E >> h ie /h fe on retrouve le résultat de la page 94.

102 102 En statique : V e = 15V V D  V Z et V BE  0.6V  V S  10 V et Autre exemple : Régulateur de tension composante continue D Z = diode Zener avec |V Z |=9,4V I min = 1 mA C. D Z T R L V e = 15 ± 2V R 1 =10  R 2 = 500  V s =V S + v s B. Transistor de puissance ondulation résiduelle I Dz ICIC I R2 charge:

103 103 Efficacité de régulation  ondulation résiduelle : V e varie de ± 2V, quelle est la variation résultante de V s ? vsvs R L veve R1R1 R2R2 h ie h fe i b ibib RzRz Etude dynamique du montage : C. C. R L veve R1R1 h ie h fe i b ibib RzRz vsvs i h ie <<R 2

104 104 R L veve R1R1 vsvs C. i * Le même montage sans transistor aurait donnée une ondulation résiduelle de

105 105 n Modèle dynamique hautes fréquences * Aux fréquences élevées on ne peut pas négliger les capacités internes des jonctions EB et BC. * En mode actif : ä la jonction EB introduit une capacité de diffusion C dcapacité de diffusion ä la jonction BC introduit une capacité de transition C t.capacité de transition Schéma équivalent dynamique hautes fréquences iB’iB’ h FE r se h fe i B ’ iCiC roro CtCt CdCd * Ces capacités influencent le fonctionnement du transistor aux fréquences élevées et sont responsable d ’une bande passante limitée des amplificateurs à transistor bipolaire (cf plus loin). B C E r ce

106 106 4.7.1 Caractéristiques d’un amplificateur 4.7 Amplificateurs à transistors bipolaires +V CC -V EE RLRL vgvg RgRg source amplificateur charge vLvL veve ieie ilil l Fonction: amplifier la puissance du “signal” å tout amplificateur est alimentée par une source d’energie externe (ici: V CC et (ou) V EE ) l La sortie agit comme une source de tension v s caractérisée par son impédance de sortie Z s vsvs ZsZs l L’entrée de l’amplificateur est caractérisée par son impédance d’entrée ZeZe * Z s = résistance de Thévenin équivalent au circuit vu par R L

107 107 +V CC -V EE RLRL vgvg RgRg source charge vLvL veve ieie iLiL ZeZe vsvs ZsZs l Gain en tension : Comme Z s  0 le gain en tension dépend de la charge Gain “en circuit ouvert” : Définitions Gain “sur charge” : Ù Comme Z e  , A vc diffère de A vL Gain “composite”: (tient compte de la résistance de sortie de la source) l Gain en courant : l Gain en puissance :

108 108 * L’amplificateur “idéal” : l Gains indépendants de l’amplitude et de la fréquence (forme) du signal d’entrée l Impédance d’entrée élevée  peu de perturbation sur la source l Impédance de sortie faible  peu d’influence de la charge * La réalité... n Domaine de linéarité : distorsion du signal pour des amplitudes trop élevées Ö Nonlinéarité des caractéristiques électriques des composants Ö la tension de sortie ne peut dépasser les tensions d’alimentation n Bande passante limitée : le gain est fonction de la fréquence du signal Ö capacités internes des composants Ö condensateurs de liaison Ö Impédances d’entrée (sortie) dépendent de la fréquence

109 109 4.7.2 Amplificateur à émetteur commun (EC) l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor l La sortie est “prise” sur le collecteur l La borne de l’émetteur est commune à l’entrée et à la sortie  ”Emetteur commun” n Particularités des amplificateurs EC : n Les différences d’un amplificateur EC à l’autre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de “découplage” (cf plus loin).

110 110 R1R1 R2R2 RERE RCRC CBCB vsvs vgvg V CCC RLRL Exemple : u A la fréquence du signal les impédances condensateurs “de liaison” sont négligeables : hypothèses : u Point de repos du transistor: mode actif (  choix des résistances) * C B est nécessaire pour que le point de fonctionnement statique (v g =0) ne soit pas modifié par la présence du générateur de signaux. * C c évite que la charge “voit” la composante continue de V C, et qu’elle influence le point de repos du transistor. ê Polarisation par diviseur de tension ê Couplage “capacitif” avec la source, v g, et la charge R L.

111 111 n Analyse statique :Les condensateurs agissent comme des circuits ouverts å circuit de polarisation à pont diviseur n Analyse dynamique : vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve rcrc ibib RERE R1R1 R2R2 RERE RCRC vLvL vgvg C RLRL l Gain en tension (sur charge): * Gain en circuit ouvert : Remplacer r c par R c vLvL

112 112 vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve iLiL RERE l Gain en courant : rcrc l Impédance d’entrée : ê Impédance d’entrée vue de la source : ê Impédance d’entrée vue après les résistances de polarisation : * Z e dépend de l’endroit d’où vous “regardez” l’entrée de l’amplificateur. å schéma équivalent “vu de la source” : rBrB h ie ieie veve ZeZe (h ie ~qq. 100 à qq. 1k Ohms)

113 113 l Impédance de sortie : * ne tient pas compte de l’effet Early (h oe ) *approximativement vraie tant que le transistor est en mode actif ê Impédance de sortie vue de la charge (R L ): h fe i b RcRc ZsZs RLRL  Z s de l’ordre de quelques k  loin d’une source de tension idéale  A vL diminue lorsque R L < ~R c * Z s dépend de l’endroit d’où vous “regardez” la sortie. * Parfois R C constitue aussi la charge de l’amplificateur (tout en permettant la polarisation du transistor) ê Impédance de sortie vue de R c : Zs’Zs’

114 114 Avec l’effet Early : ieie iLiL vgvg rBrB h ie h fe i b veve RcRc RERE v sortie Zs’Zs’ Méthode de calcul possible (en fait la plus simple ici) : Z s ’ = R Th AB = résistance entre A et B, avec v g court-circuité = v s / i s ! isis rBrB h ie h fe i b RERE ibib vsvs A l l B

115 115 l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : * le point de fonctionnement reste sur une droite de charge dite dynamique v ce droite de charge dynamique: pente 1/(r c +R E ), passe par Q repos t icic v ce droite de charge statique IcIc V CE I BQ Q(repos)

116 116 IcIc V CE I BQ Q(repos) droite de charge ê Point de repos optimale pour une dynamique maximale : La forme du signal de sortie change lorsque le point de fonctionnement touche les limites, bloquée ou saturée, du domaine linéaire. IcIc V CE I BQ Q(repos) v ce

117 117 n Amplificateur EC avec émetteur à la masse : “Remède” : découpler (“shunter”) R E par un condensateur en parallèle ê seul le schéma dynamique est modifié. CECE * R E est nécessaire pour la stabilité du point de fonctionnement statique. * R E diminue considérablement le gain... R1R1 R2R2 RERE RCRC CBCB vsvs vgvg V CC C RLRL vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve rcrc ibib pour C E ou f suffisamment * élevé : * :

118 118 l Gain en tension (sur charge): >> gain avec R E * le gain dépend fortement de r f (résistance interne de la fonction BE) (la contre-réaction n’agit plus en dynamique…) l Impédance d’entrée de la base :significativement réduit... or * Le gain dépend de I C  distorsion du signal aux amplitudes élevées l Impédance de sortie : (vue de la charge R L )

119 119 l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : ê Il y a déformation du signal dès que : ê Le point de repos optimal correspond à “droite de charge dynamique” V CE droite de charge statique IcIc I CQ Q icic v ce

120 120 n L’amplicateur EC en résumé : lEmetteur à la masse : Impédance de sortie : Impédance d’entrée de la base du transistor: Gain en circuit ouvert : (de q.q. k  ) Impédance d’entrée de la base: lAvec résistance d’émetteur (amplificateur « stabilisé »): Gain en circuit ouvert : Impédance de sortie : (élevée, h fe ~100-200) * L’inconvénient du faible gain peut être contourné en mettant plusieurs étages amplificateur EC en cascade (cf. plus loin).

121 121 l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à la base du transisor l La sortie est “prise” sur l’émetteur l La borne du collecteur est commune à l’entrée et à la sortie  ”Collecteur commun” n Particularités des amplificateurs CC : n Les différences d’un amplificateur CC à l’autre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de “découplage”. 4.7.3 Amplificateur à collecteur commun (CC) ou encore montage « émetteur suiveur »

122 122 Exemple: ê Polarisation par diviseur de tension ê Couplage “capacitif” avec la source, v g, et la charge R L. hypothèse: Mode actif Analyse simplifiée (« 1 ière approximation ») : L’émetteur “suit” la base. R1R1 R2R2 RERE V CC C vsvs vgvg E B C RLRL ZeZe

123 123 l Gain en tension en circuit ouvert : n Analyse dynamique : l Gain en tension sur charge : avec l Impédance d’entrée : ZeZe l Gain en courant : R 1 //R 2 vgvg vsvs h ie h fe i b RERE transistor B E C RLRL i entrée iLiL ibib

124 124 l Impédance de sortie isis vsvs rBrB h fe i b RERE vsvs h ie ibib

125 125 l Dynamique de sortie R1R1 R2R2 RERE V CC C vsvs vgvg E B C RLRL IcIc V CE Q(repos) droite de charge statique V E max  V CC -0.2V V E min  0 V droite de charge dynamique : pente 1/r E ê Point de repos optimal : * Le point optimal dépend de la charge.

126 126 L’amplicateur CC en résumé : Intérêts du montage : Faible impédance de sortie Impédance d ’entrée élevée peut être de l’ordre de quelques 100k  inférieure à quelques dizaines d ’Ohms  h fe si R E constitue la charge (i L = i c et i e  i b ) Applications : « Etage - tampon »  Isolement d ’une source à haute impédance de sortie d ’une charge à basse impédance. 1 exemple : Amplificateur de puissance (cf plus loin)

127 127 l Le transistor en mode actif l Le signal d’entrée est appliqué (“injecté”) à l’émetteur du transisor l La sortie est “prise” sur le collecteur l La borne de la base est commune à l’entrée et à la sortie  ”Base commune” n Particularités des amplificateurs BC : 4.7.4 Amplificateur à base commune (BC) V CC vgvg RLRL RERE RCRC R1R1 R2R2 h ie h fe i b ibib rcrc RERE E C B

128 128 n Propriétés : l Gain en courant : ZeZe l Impédance d’entrée : quelques . ZsZs l Impédance de sortie :(h oe = 0) sinoncomportement en source de courant h ie h fe i b ibib rcrc RERE E C B l Gain en tension :

129 129 Exemple d’application : convertisseur courant - tension ZeZe ZsZs vgvg R ieie A i i e isis RLRL * Lorsque v g = 0, (i e =0), la sortie est “vue par la charge” comme une résistance très grande (h oe -1 ) (cf. charge active) ~indépendant de Z e tant que R L <<Z s. tension de sortie  courant d’entrée quadripôle équivalent à l’étage BC

130 130 * On se limitera au montage EC pour illustrer l’influence de la fréquence du signal sur les performances d’un amplificateur à transistor bipolaire. Limitation à basse fréquence  condensateurs de liaison et de découplage Limitation à haute fréquence  capacités internes au transistor 4.7.5 Influence de la fréquence du signal Fréquence de coupure inférieure du montage = filtres passe-haut Z e = impédance d ’entrée de l ’étage Z E diminue le gain (voir ampli stabilisé) C RgRg vgvg h ie h fe i b ibib RERE CECE C RCRC RLRL Basse fréquence C et C e  court circuit dynamique RCRC RERE R1R1 R2R2 RLRL RGRG +V CC

131 131 Hautes fréquences RgRg h ie h fe i b C be C bc ibib qualitativement: aux fréquences élevées, C be court-circuite la jonction base-émetteur  i b diminue C bc crée une contre-réaction. On montre que : Comportement en filtre passe-bas, avec

132 132 4.7.6 Couplage entre étages n Objectif Coupler plusieurs “étages” pour améliorer les propriétés du circuit... Exemple : Amplificateur avec - gain en tension élevé - faible distorsion - bonne stabilité (thermique, dispersion) - impédance d’entrée élevée - impédance de sortie faible Solution possible : l stabilité et faible distorsion  EC stabilisé (R E ) l gain élevé  plusieurs étages en cascades l Z e élevée  étage C.C en entrée l Z s faible  étage C.C en sortie Difficultés du couplage : u Polarisation de chaque étage u Gain sur charge : chaque étage “charge” l’étage précédent u Réponse en fréquence de l’ensemble (cf. couplage capacitif)

133 133 n Couplage capacitif Exemple: amplificateur à trois étages CC - EC - CC * Utilisation de condensateurs de liaison, C L C.C. E.C.C.C. ê Les points de fonctionnement des 3 étages sont indépendants (en statique C L = circuit ouvert) (dans l’hypothèse où la résistance interne de V cc négligeable…) ê Les paramètres dynamiques (gains, impédances) ne sont pas indépendants å ex: l’impédance d’entrée du 3 ième étage (= charge de l’étage E.C.) détermine le gain sur charge du 2 ième étage, etc.

134 134 Inconvénient: les condensateurs imposent une fréquence de coupure basse au montage (cf. plus loin) comme T1T1 T2T2 T3T3

135 135 nCouplage direct ê Pas de fréquence de coupure basse ê Les circuits de polarisation des différents étages ne sont pas indépendants. E.C. A vL  -40 = gain en circuit ouvert (2.4k x h fe >> 27k) “Darlington” ê Z e élevée : ê Z s  24 k  ê Amplificateur de tension stabilisé : E.C. A v  -10 T3T3 30V 5k27k 24k 680 2.4k vsvs vgvg Un exemple : T1T1 T2T2 T4T4 h fe ~100 2 suiveursA vL ~1 T 1,T 2 =PNP!!

136 136 l Analyse statique : 3V  T 3 en mode actif  T 4 en mode actif * V CC polarise en directe les deux jonctions EB de T 1 et T 2 (transistors PNP)  T 1 en mode actif 0.7V * En statique, v g = 0 0.7V  T 2 en mode actif V CC = 30V 5k27k 24k 680 2.4k vsvs T1T1 T2T2 T3T3 T4T4

137 137 * Mais attention…. 3V  T 4 en mode saturé !! 0.6V V CC = 30V 5k27k 24k 680 2.4k vsvs vgvg T1T1 T2T2 T3T3 T4T4 refaisons le calcul avec V BE =0.6V : au lieu de 3V… Amplification des dérives des composantes statiques

138 138 n Couplage par transformateur : polarisation par diviseur de tension transmission du signal d’un étage à l ’autre par le transformateur condensateur de découplage (masse en alternatif) (EC) condensateur d ’accord: le circuit résonnant, LC, limite la transmission aux fréquences proches de la fréquence de résonnace Application majeure: essentiellement en radiofréquences (>500kHz) exemple: syntonisation d ’une station radiophonique ou d ’un canal de télévision étage EC

139 139 n Impédance de sortie et amplicateur de puissance * Pour v s constant, P max augmente quand Z s diminue A.N. v s =1V : Z s =10k  P max =0.012mW | Z s =10  P max =12mW Puissance maximale: (“adaptation” d’impédance) Puissance moyenne fournie par l’amplificateur : 4.7.7 Amplificateurs de puissance vsvs ZsZs RLRL étage de sortie d’un amplificateur charge iLiL vLvL ZeZe ZsZs RgRg vgvg vgvg gain en puissance en conditions d’adaptation d’impédance avec et sans étage amplificateur = Z s /R g Etage CC

140 140 V cc vgvg R1R1 R2R2 RERE T2T2 T1T1 l Gain en tension : * L’impédance d’entrée de T 1 est très élevée et ne “charge” pas beaucoup T 2 “Darlington” ê Amplificateur comprenant deux étages émetteur-suiveur montés en cascade n Amplificateur de Darlington l Gain en courant : vsvs T 1 : h fe1 T 2 :h fe2 l Impédance d’entrée du Darlington : (après les résistances du pont diviseur) * L’impédance d’entrée élevée de T 1 constitue la résistance d’émetteur (R E ) de T 2 ZeZe * I b (T 2 ) très faible  choix de R 1 et R 2

141 141 l Impédance de sortie du Darlington : puisque V cc vgvg R1R1 R2R2 RERE T2T2 T1T1 vsvs Etage CC unique :

142 142 ê Utilisé fréquemment pour les applications d ’isolement entre étages (Z e très élevée, Z s très faible) ê Existe sous forme de composant discret à trois bornes, nommé transistor Darlington. Il se comporte comme un seul transistor à gain en courant extrêmement élevé. (ex: 2N2785: h fe =2000-20000.) ê Existe aussi avec des transistors PNP. ê Darlington = “supertransistor” bipolaire…. ê Utilisé fréquemment comme étage de sortie des amplificateurs de puissance (Z s très faible)

143 143 n Amplificateur Push-Pull * Dans les montages amplificateur vus précédemment, les transistors sont à chaque instant en mode actif è Amplificateur de “classe A” Avantages: ä faible distorsion (en cas d’amplificateur stabilisé) äsimplicité Inconvénients : ä Amplitude de sortie limitée (typ: 0.2<V CE <V cc  v CEmax ~V cc /2) ä Importante consommation en absence du signal : courants de polarisation non nuls R1R1 R2R2 RERE RCRC +V CC ex: V cc = 15V, I C =1mA, I p = 0.1mA => P ~ 15mW en absence de signal… l Amplificateur classe A / classe B Amplificateur classe B: transistor bloqué en absence de signal d’entrée. (ex: Push-Pull) Avantages: ä faible consommation, dynamique de sortie élevée Inconvénients : ä Distorsion du signal

144 144 l Push Pull l Transistors bloqués au point de repos (amplificateur « classe B »). R 1 et R 2 sont telles que (lorsque v g =0) on a Principe de fonctionnement  Transistors bloqués (de justesse): I B ~0 =>I C ~0 V CE NPN I C NPN I C PNP 0 V CC V CE PNP 0 -V CC I B ~0 ICIC ~1.2V Exemple : +V cc RLRL R1R1 R1R1 R2R2 R2R2 vgvg NPN PNP P v sortie B B’ I C NPN I C PNP VPVP

145 145 ~1.2V +V cc RLRL R1R1 R1R1 R2R2 R2R2 vgvg NPN PNP P v sortie B B’ ê Amplitude max : V CC /2 V CC /2 I B =0 Droite de charge dynamique ICIC V CE droite de charge statique V CE Q ~V CC /2 ê Si v g >0  NPN actif, PNP bloqué ê si v g <0  NPN bloqué, PNP actif … émetteur suiveur l En présence d’un signal d’entrée chaque transistor est alternativement actif ou bloqué (  « Push-Pull »)

146 146 Formation du signal de sortie Signal de sortie: t NPN actif PNP actif v sortie ICIC V CE t NPN ICIC V EC PNP * Plus grand domaine de fonctionnement

147 147 Difficultés de cet exemple ICIC V CE t I Csat trop faible transistors bloqués t l Risque d’emballement thermique (pas de contre-réaction) l positionnement du point de repos è Distorsion de croisement : Si V BE trop faible au repos, les deux transistors seront bloquées pendant une fraction du cycle.

148 148 Polarisation par diodes * Idéalement D 1, D 2 = diodes de caractéristiques appariés aux transistors +V cc RLRL R1R1 R1R1 NPN PNP D1D1 D2D2 vgvg v sortie Remarques: l L ’amplificateur Push-Pull existe aussi avec des paires de Darlington ä Z s plus faible  puissance maximale supérieure choix de R 1 : I D ~0 comme V D =V be  I E ~I D ~0 IDID Point de repos

149 149 ê Deux signaux d’entrée, V +, V - ê Sortie = collecteur d ’un transistor +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs IEIE IEIE hypothèse : T 1 et T 2 appariés (circuit intégré) 4.7.8 Amplificateur différentiel ê Pour R B <<h fe R E : 2I E n Régime statique : ê Par symétrie : I E1 =I E2 =I E ê Tension continue en sortie :

150 150 n Régime dynamique: l Mode différentiel: étage EC ê Le courant dans R E n’a pas changé, et la tension en E reste constante. ê E constitue une masse dynamique ! RcRc RcRc vsvs E d ’où le « gain en mode différentiel » : * V + = entrée non-inverseuse * V - = entrée inverseuse hyp:  et avec I E la composante continue du courant émetteur. Par conséquent : +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs Pour de signaux d’entrée de faible amplitude :

151 151 hyp: et 2 étages EC stabilisés indépendants d’où le «gain en mode commun »:  La tension en E équivaut à celle d’un étage unique ayant une résistance d ’émetteur double. D ’où le schéma équivalent : RcRc RcRc 2R E vsvs EE’ l Mode commun: +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs

152 152 l Signaux d’entrée quelconques : On peut toujours écrire : avec D’où, par le principe de superposition : où= « taux de réjection en mode commun » (common mode rejection ratio) * Intérêts de l’amplificateur différentiel : Entrées en couplage direct (seule v md est amplifiée) ê Ampli. différentielle = étage d’entrée des Amplificateur opérationnel. Ö Impédance d’entrée et CMRR très élevés

153 153 l Polarisation par miroir de courant Choisir R E très élevée pose plusieurs problèmes: ê nécessite une augmentation de l’alimentation pour maintenir I c (donc le gain) constant ê incompatible avec la technologie des circuits intégrés. Il faut +V cc RcRc RcRc R -V EE T1T1 T2T2 VsVs T3T3 D I EE I E3 ê Solution = source de courant (  R,D,T 3 ) * il suffit que R E soit élevée en régime dynamique ! hyp: D et T 3 = appariés

154 154 « Miroir » de courant Hyp: la caractéristique I(V) de la diode est identique (appariée) à celle de la jonction PN du transistor comme V BE = V D I C = I D I C est le « miroir » de I D … V al R IDID ICIC VDVD A * I ne dépend pas du circuit en pointillé  vu de A, le circuit se comporte comme une source de courant idéal (tant que le transistor est actif) * en tenant compte de l’effet Early, I C dépend légèrement de V CE

155 155 Schémas équivalents du circuit vu de A : V al R IDID ICIC VDVD A IDID R ~h oe -1 I C =I D +V CE. h oe schéma statique « grands signaux » R ~h oe -1 i C =v CE. h oe schéma dynamique petits signaux  R > 100 k 

156 156 Schéma équivalent de l’ampli différentiel:  h oe -1 (effet Early de T 3 ) est de l’ordre de quelques 100k    En dynamique, h oe -1 joue le même rôle que R E et augmente considérablement CMRR. I EE h oe -1 -V EE +V cc VsVs h oe -1 vsvs en dynamique

157 157 Exemple d’application Thermostat

158 158 Figure 2.76 source de courant paire différentielle A B « charge active » R 0.5mA Thermostat Exemple d’application

159 159 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B Si V A > V B R 0.5mA Thermostat Exemple d’application

160 160 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B 0.6V Si V A > V B R 0.5mA Thermostat Exemple d’application

161 161 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B Si V A < V B 0V Thermostat Exemple d’application R 0.5mA

162 162 5. Transistors à effet de champ ou FET (field effect transistor) l Un courant (I D ) peut circuler de la source S au drain D via le “canal” (zone dans le semiconducteur, proche de l’interface avec la grille): 5.1 Introduction n Caractéristiques de base S D canal G substrat (Si) IDID V DS V GS l Le courant circulant dans la grille (I G ) est négligeable. => I S = I D ! l I D, à V DS constant, est commandé par la tension de grille – source (V GS )  ”effet du champ” électrique l Composant à trois bornes : S, D et G, (parfois quatre: substrat)  FET à canal N : courant porté par les électrons, de S vers D (sens positif de I D : de D vers S)  FET à canal P : courant porté par les trous, de S vers D (sens positif de I D : de S vers D)

163 163 Allure générale des caractéristiques “de sortie” : V DS Régime linéaire Mode actif ~résistance modulée par V GS ~ source de courant commandée par V GS limite de zones IDID V GS = cst

164 164 Différences entre FET et transistor bipolaire : I G << I B  Impédance d’entrée très grande (parfois > 10 14  )  Montages de polarisation plus simples Régime linéaire  pente = f(V GS )  résistance variable (pas d’équivalent pour le bipolaire)  V DSsat > V CEsat : tension résiduelle du transistor en mode saturé plus élevée. Régime de saturation (mode actif)  I D commandé par une tension å transconductance (au lieu de h fe )  Dispersion de fabrication plus élevée sur g m que sur h fe Caractéristiques « transverses » en mode actif :  Bipolaire : à V CE cst, I C =I B ou I C =  I E  FET: à V DS cst, I D = f(V GS ) = relation non-linéaire å dépend du type de FET….

165 165 figure 3.2 p 115 Différences entre FET et transistor bipolaire :

166 166 n Différents types de FET l JFET : FET à jonction : La grille et le canal forme une jonction PN SD G JFET à canal P G D JFET à canal N S ê Transistor « normalement passant » ê I D est maximal pour V GS = 0, et diminue lorsqu’on augmente V GS (en valeur absolue). I D est nulle lorsque V GS dépasse une valeur limite V GSoff. ê Canal P : V GS > 0  la charge positive sur la grille repousse les trous ê Canal N : V GS < 0  la charge négative sur la grille repousse les électrons

167 167 l MOSFET (Métal Oxyde Semiconducteur – FET) à enrichissement : La grille et le canal forment un condensateur à “plaques //”, l’isolant étant l’oxyde du silicium. MOSFET : canal N canal P ê transistor « normalement bloqué ». ê I D est nul lorsque V GS = 0 et augmente dès que V GS dépasse une valeur seuil V s êCanal P : V s < 0  la charge négative sur la grille attire les trous êCanal N: V s > 0  la charge positive sur la grille attire les électrons G S D G S substrat

168 168 Exemples: * La ligne pointillée indique que le canal est inexistant tant que V GS < V seuil * Le substrat est généralement relié à la source. * Les transistors MOSFET à appauvrissement : comportement similaire au JFET, mais V GS >0 (canal N) autorisé très peu utilisés non traités en cours. * D’autres symboles sont parfois utilisés pour les mêmes composants

169 169 I D (mA) V DS (V) 2468 0 4 8 12 16 V GS =-1V V GS =0 V GS (V) -2-1.5-0.5 V GS =-1V V GS =0 V GSoff transistor bloqué VPVP l Caractéristiques d’un JFET à canal N : Conditions de fonctionnement : V GS  0, V DS  0 * pour V GS < V GSoff, I D  0, transistor bloqué. * pour V GS >0, le courant I G augmente rapidement (zone non utilisée). * tension de « pincement » V P ~ - V GSoff Pour : Régime de saturation Régime « linéaire »

170 170 V GS (V) IDID IDID VsVs V DS (V) l Caractéristiques d’un MOSFET à canal N : Pour : Régime de saturation Régime « linéaire » * pour V GS < V S, I D  0, transistor bloqué * V GS -V S = « tension d’attaque de grille ». transistor bloqué

171 171 En résumé : J V GSoff VsVs VsVs

172 172 5.2 Schémas équivalents petits signaux n Régime linéaire : = G S D résistance fonction de V GS R DS IDID V DS Q ordre de grandeur: JFET: “R DS(on) ” = R DS pour V GS  0 MOSFET enrichissement: “R DS(on) ” = R DS pour V GS élevée (~10V). Pour V GS > V P, et V DS <V GS +V P : avec k = constante dépendant du composant * Condition: V DS suffisamment faible (<V GS +V P ), souvent inférieure à 0.5V. * Dans ces conditions, Source et Drain peuvent être inversés.

173 173 n Régime de saturation : IDID V DS Q I D est commandé par V GS Pour, I D est commandée par V GS ê schéma linéaire équivalent: G D S idid tient compte de l’augmentation de v ds avec i d (équivalent de l’effet Early)  * caractéristique I D (V GS ) non-linéaire : g m (V DS ) I D (mA) 0 4 8 12 16 V GS (V) -2-1.5-0.5 V GSoff Q avec =“transconductance”

174 174 = pente pour V GS =0 Ordre de grandeur : g m =1 - 10 mA/V (mS ou mmho) * g m varie linéairement avec V GS. JFET MOSFET à enrichissement

175 175 Dipersion de fabrication Q’ n Polarisation automatique par résistance de source d’un JFET: +V DD RSRS RDRD RGRG IDID IDID G S D I G  0 5.3 Quelques circuits de polarisation ê Objectif : fixer le point de fonctionnement au repos ê I D, V GS, V DS. V GSQ Q V DSQ Q VPVP V GS IDID IDID V DS

176 176 n Polarisation par réaction de drain (MOSFET à enrichissement) RGRG RDRD +V DD S D

177 177 n Sources de courant à JFET 5.4 Applications des FET +V DD charge * Avantage du JFET: polarisation de la grille inutile. * Inconvénient : dispersion de fabrication sur I DSS. * I DSS = augmente avec V DS  résistance de sortie non infinie I Source de courant ajustable par la résistance variable. R

178 178 Source de courant à plus grande impédance de sortie +V DD charge T1T1 T2T2 * T 2 et T 1 tel que I DSS (T 2 ) > I DSS (T 1 ) source de courant ordinaire T 1  I = I DSS (T 1 )  V GS (T 2 ) est telle que I D (T 2 ) = I DSS (T 1 )  V DS (T 1 ) =V GS (T 2 ) I influence de le charge sur V DS (T 1 ) atténuée  I varie moins avec la charge  impédance de sortie plus grande.

179 179 n Amplificateur source commune JFET v gs g m v gs RDRD RGRG vgvg vsvs l hypothèse: Mode actif, C très élevées ZeZe êImpédance d’entrée : ê Gain en tension (circuit ouvert) : * g m = fonction de V GS  distorsion “quadratique” Exemple : RDRD RSRS RGRG V CC C C C vgvg vsvs S D êImpédance de sortie : ZsZs (R G peut être prise très grande, de l’ordre du M  ou plus)

180 180 Stabilisation par une résistance de source : Gain en tension :et d’où : * L’influence de g m sur le gain est réduite si r s >>1/g m. Le gain en tension est plus faible. JFET v gs g m v gs RDRD RGRG vgvg vsvs rSrS RDRD RSRS RGRG V CC rSrS vgvg vsvs S D * r s introduit une contre-réaction: (v s et v g en opposition de phase, A v <0)

181 181 vgvg RGRG G S D v GS g m v GS JFET vsvs RSRS veve n Amplificateur drain commun (ou « source suiveuse ») ê Gain en tension (circuit ouvert) : ZeZe êImpédance d’entrée : RSRS RGRG V CC vgvg vsvs S D êImpédance de sortie : ZsZs

182 182 * Pour V GS > V GSoff et V DS <V GS +V P : ex: v entrée v sortie V com R = atténuateur variable, commandé par V com * En choississant, v sortie varie entre ~0 et v entrée * Imperfection: R DS dépend de V DS  réponse non-linéaire n Résistance commandée

183 183 Amélioration possible: v entrée v sortie V com R R1R1 R1R1 é Linéarité presque parfaite

184 184 Application: Commande électronique de gain exemple:15V 75k 50k 5k 1µF 100k signal d’entrée signal de sortie V com Etage EC avec r E =R DS (//200k) 5.6k * il faut R DS < 5.6k * amélioration possible: charge active pour R E.

185 185 n Interrupteur à FET Exemple d’application:

186 186 Inverseur logique  aucun courant drain circule, quelque soit le niveau de sortie CMOS=« Complementary MOS) »

187 187 6. Contre-réaction et amplificateur opérationnel * Montage transistor avec rétroaction positive: transistor en saturé/bloqué  Rétroaction positive : l’action de la sortie sur l’entrée renforce la variation du signal de sortie ex: A>0, B < 0 (sans déphasage) ê la sortie diverge  les composants sortent du domaine linéaire å par exemple : transistor sature comportement non-linéaire  A,B modifiés n Circuit bouclé et rétroaction A B veve vsvs e B.vsB.vs La sortie agit sur l’entrée  Circuit bouclé :

188 188 A B veve vsvs e B.vsB.vs  Rétroaction négative ou « contre-réaction » : L’action de la sortie sur l’entrée atténue la variation du signal de sortie ex: A>0, B >0 (sans déphasage) ê la sortie converge vers : G = gain en boucle fermée : G<A Si AB >>1,  la variation ou toute incertitude sur A n’affecte pas G.  Amélioration de la linéarité * B = “taux de réinjection”

189 189 R1R1 R2R2 RERE RCRC CBCB vsvs veve V CCC RLRL Exemple: vgvg RERE h ie h fe i b vsvs RcRc e i E icic ieie R E  contre-réaction indépendant de h ie et h fe !

190 190 n Montage “Série - parallèle” (contre réaction en tension):  Gain en “boucle fermé”:  A= Gain en “boucle ouverte” : = v s /v i avec boucle de réaction ouverte, et même charge R L // Z e B é Entrée en série avec le circuit de rétroaction é Sortie en parallèle avec B Ampli. retour: B veve vsvs RLRL vrvr Av.viAv.vi vivi ZeZe RiRi = court-circuit “virtuel”, puisque i~0  Court-circuit virtuel : avec “Explication qualitative ”: si v i “tentait” d’augmenter, l’augmentation importante de v s (A fois plus élevée… ) s’opposera, via B, à cette variation. pour AB>>1 ieie

191 191 B veve vsvs RLRL vrvr Av.viAv.vi vivi Qualitativement : la contre-réaction maintient v i proche de 0  i e  0  Z e B.F.  * L’impédance d’entrée est augmentée par la rétroaction : * B.F.=“boucle fermée” RiRi ZeZe  Impédance d’entrée * L’impédance de sortie est diminuée par la rétroaction Qualitativement : ê En présence de l’impédance de sortie Z s B.F., une diminution de R L fera chuter la tension v s. ê la diminution de v s induit, via la contre-réaction, une augmentation de v i, laquelle s’oppose à la diminution de v s … è l’impédance de sortie est réduite (0 si A  )  Impédance de sortie ieie

192 192 B veve vsvs RLRL vrvr Av.viAv.vi vivi ZsZs RiRi Calcul de Z s B.F : avec et * Si A   : Gain stable, linéarité parfaite, Z e infinie, Z s nulle !! å utilisation d’un amplificateur opérationnel (A~10 4 - 10 6, R i très faible, Z e très élevée) Conclusion

193 193 n Amplificateur opérationnel Architecture d’un amplificateur opérationnel: Ajustement DC pas de composante continue en sortie Etage amplificateur augmente le gain total (A v >>1) ex: montage émetteur commun avec transistor composite (Darlington, h fe >>1) et R C élevée  charge active Emetteur suiveurimpédance de sortie faible Configuration Push-Pull : domaine de linéarité Etage amplificateur (EC, Darlington) Ajustement composante continue Emetteur suiveur sortie Amplificateur différentiel + - Amplificateur différentiel Z e élevée  Darlington, MOSFET,... amplification de v + -v - atténuation de (gain élevé en « mode différentiel ») (gain <<1 en « mode commun »)

194 194 l Le schéma simplifié (!) du LM741 : Paire différentielle avec “Darlington” sources (mirroirs) de courant Push-Pull EC Darlington 1.12V

195 195 l Exemples de circuits avec rétroaction négative : Sources de courant Version avec tensionde commande reférencée par rapport à la masse : I sortie VeVe R1R1 R2R2 R3R3 V cc ê Par contre-réaction : v i  0 ê (hyp: h FE élevé, AO parfait) V CC V EE charge I sortie R1R1 R2R2 R vivi VeVe * I sortie  indépendant de la charge, (à l’effet Early près) * tension de commande = V cc -V e A.O.

196 196 Régulateur Contre réaction : * Si V A diminuait  V + >V - é V B augmenterait é V s = V B -1.4 augmenterait é V A augmenterait Darlington entrée 12V à 30V (non régulée) D Z :5.6V 10k 4.3k 5.6k transistor de puissance (ex: 2N3055), avec radiateur sortie : 10V (régulé) 0 à 10 A 741 A I1I1 B

197 197

198 198