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1 Cours dElectronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2005/2006 Thomas Heiser Institut dElectronique du Solide et des Systèmes (InESS)

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1 1 Cours dElectronique Analogique ENSPS - 1 ière année. Année universitaire : 2005/2006 Thomas Heiser Institut dElectronique du Solide et des Systèmes (InESS) Campus Cronenbourg tel: Version à jour du cours, Archives : énoncés examens

2 2 Introduction Quest-ce que lélectronique ? Domaine de la physique appliquée qui exploite les variations de grandeurs électriques pour capter, transmettre ou analyser des informations. Le traitement de linformation est généralement assuré par des circuits électroniques.

3 3 Un ensemble de composants (résistances, condensateurs, diodes, transistors, circuits intégrés: AOP, microprocesseurs, …) qui agissent sur les courants et tensions électriques Quest-ce quun circuit électronique ? ils engendrent, modifient et utilisent des signaux électriques. générateur, capteur, compteur,…. amplificateur, redressement, modulateur,… stockage et traitement de linformation, commande et contrôle dappareillage,...

4 4 Lhiérarchie de lElectronique - Conception et modélisation des composants physique des semiconducteurs (transport de charge, interfaces,…) - Fabrication des composants physique de la matière condensée (croissance cristalline, dopage, …) - Conception de circuits fonctionnels - Conception assistée par ordinateur Traitement du signal, algèbre de Boole - Architecture des systèmes - Interfaces avec lenvironnement - Systèmes asservis Conception de circuits électroniques et microélectroniques Réalisation de systèmes complets Technologies des composants semiconducteurs

5 5 Electronique « Analogique » ou « Numérique » Electronique analogique - Variation continue des grandeurs électriques Information valeurs instantanées I(t) et V(t) Electronique numérique - Variation binaire des grandeurs électriques Codage de lInformation Niveau dabstraction supplémentaire

6 6 Pour quelles applications ? Instrumentation Robotique Communications Multimédia Systèmes informatiques Cartes mémoires …

7 7 R&D sur les composants électroniques – réduction des dimensions, introduction de nouveaux matériaux, nouveaux types de composants: optoélectronique, de puissance, mémoires,... Simulation et programmation –R&D sur la simulation de la fabrication et du fonctionnement des C.I. Conception de circuits électroniques et de composants intégrés –conception, simulation et réalisation de circuits Pourquoi quels ingénieurs ?

8 8 Lélectronique : Un domaine en évolution exponentielle… En 1947 : le premier transistor (Shockley, Brattain, Bardeen) En 1957 : le premier CI (Texas / Kilby)

9 9 En 1971 : le premier Processeur (Hoff, Faggin, prix 200$) 4004 dINTEL : 15/11/1971 (2250 Transistors Bipolaires, 108 KHz, 4bits, 604 mots ad.)

10 10 Premier processeur Deuxième processeur Mémoire cache (SRAM) Aujourdhui: ATHLON 64 X2 Dual-core => deux processeurs sur un seul chip Transistors en technologie 90nm

11 11 La « loi » empirique de Moore… Taille des transistors Taux dintégration Vitesse de calcul

12 12 et demain… La nano-électronique Transistor 25nm (10nm possible) Couplage avec la micro-mécanique et loptique (MEMS, MOEMS)…

13 13 Electronique moléculaire Une molécule comme composant Electronique sur plastique Les technologies émergentes

14 14 Mais ça ne se fait pas tout seul...

15 15 L Electronique à lENSPS… 1A: Les bases : - Electronique Analogique - Electronique Numérique - Complément délectronique - Physique et technologie des semiconducteurs (ancien « Capteurs ») 2A: Notions avancées : - Electronique Numérique et Analogique II - Simulation et modélisation en microélectronique - Microcontrôleurs En option : - Physique des dispositifs électroniques à base de semiconducteurs - Electronique programmable - CAO 3A: La spécialisation : - ENSPS: OPTION ELEC / OPTION PHYSIQUE - MASTER: micro- et nanoélectronique: du composant au système sur puce

16 16 Physique de la matière semiconducteurs, théorie des bandes, transport de charges Systèmes asservis systèmes linéaires, circuits à contre-réaction Traitement du signal filtrage, systèmes linéaires, modulation... Le lien avec les autres enseignements (1A) :

17 17 Contenu du cours d électronique analogique Quelques rappels utiles 1. Les Diodes et applications des diodes 2. Le Transistor bipolaire et applications 3. Les Transistors à effet de champ et applications Bibliographie Principes délectronique, Alberto P. Malvino, McGraw-Hill, 1991 Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000 Traité de lélectronique analogique et numérique (Vol.1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor,1996 Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994 Logiciel de simulation gratuit: ICAP/4, version demo (www.intusoft.com)

18 18 Contenu du cours d électronique analogique et pour sentraîner 12 séances de travaux dirigés 10 séances de travaux pratiques (4h) Compléments délectronique (C. Lallement) : Electronique et température, composants de puissance Amplificateurs opérationnels: -parfaits et réels -applications Autres composants intégrés (N555): - interface A/N - autres applications et après …

19 19 Rappels utiles Composants linéaires et loi dOhm Le modèle linéaire ne décrit le comportement réel du composant que dans undomaine de fonctionnement (linéaire) fini. I V Résistance électrique = composant linéaire : V = R I loi dOhm V I R Généralisation au régime harmonique (variation sinusoïdale des tensions et courants) : C L composant linéaire : impédance :

20 20 Source de tension, source de courant Sources idéales : I V IoIo IoIo Vcharge I source de courant idéale : le courant fourni par la source est indépendant de la charge source de tension idéale : V I VoVo VoVo Vcharge I la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge

21 21 V Sources réelles : I IoIo source de courant réelle : Le domaine de linéarité défini la plage de fonctionnement du composant en tant que source de courant domaine de fonctionnement linéaire ou domaine de linéarité schéma équivalent source de courant R i >> V/I = Z e = impédance dentrée de la charge. tant que I >> courant dans la résistance interne Schéma équivalent: IoIo RiRi Vcharge I R i = résistance interne (G i = 1/R i = conductance interne) hyp : V domaine de linéarité

22 22 V I VoVo source de tension réelle : domaine de linéarité schéma équivalent source de tension R i << Z e tant que la chute de potentiel aux bornes de R i est faible devant V chargeV I VoVo RiRi hyp : V domaine de linéarité Schéma équivalent:

23 23 Transformation de schéma : selon la valeur de Z e /R i on parle de source de tension (Z e >>R i ) ou source de courant (Z e <

24 24 Théorème de Thévenin Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et de sources de courant est équivalent à une résistance unique R Th en série avec une source de tension idéale V th. Calcul de V th : V I A B V th R th V I = générateur de Thévenin A B Calcul de R th : ou [remplacement des sources de tension non-liées par un fil (V o =0), et des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (I o =0)] en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées.

25 25 Théorème de Millmann Théorème utile pour calculer la tension en un nœud dun circuit … Considérons le schéma suivant :

26 26 Principe de superposition Dans le cas des circuits électriques composés exclusivement d'éléments linéaires (résistances, capacités, inductances, générateurs de tension ou de courant indépendants ou dépendant linéairement d'un courant, d'une tension...), la réponse dans une branche est égale à la somme des réponses par chaque générateur indépendant pris isolément, en inactivant tous les autres générateurs indépendants (générateurs de tension remplacés par des fils et générateurs de courants par des interrupteurs ouverts). ! Le circuit peut inclure des composants non-linéaires (diodes ou transistors …), qui opèrent dans un domaine restreint où leur comportement est approximativement linéaire. Doù lintérêt des modèles à segments linéaires ou des modèles à petits signaux des composants électroniques dont nous parlerons dans ce cours.

27 27 Analyse statique / dynamique dun circuit L Analyse dynamique … ne tient compte que des composantes variables des sources (ou signaux électriques, ou encore composantes alternatives (AC) ) L Analyse statique … se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques (ou composantes continues, ou encore composantes statiques) = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes Notation : lettres majuscules pour les composantes continues lettres minuscules pour les composantes variables

28 28 Illustration : Etude de la tension aux bornes dun composant inséré dans un circuit. R1R1 R2R2 V(t)=V+v(t) VEVE veve v e = signal sinusoïdal, à valeur moyenne nulle V E = source statique Calcul complet V v(t) Principe de superposition : Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition sapplique è la source statique V E est à lorigine de V et v e est à lorigine de v

29 29 VEVE R1R1 R2R2 V Analyse statique : schéma statique du circuit Une source de tension statique correspond à un court-circuit dynamique En statique, une source de tension variable à valeur moyenne nulle correspond à un court-circuit Analyse dynamique : V E = 0 dans lanalyse dynamique veve R1R1 R2R2 schéma dynamique v V E indépendant du temps

30 30 Autres exemples: veve IoIo R1R1 R2R2 R3R3 V(t)=V+v(t) 1) Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert.[puisque i(t)=0!] Schéma dynamique veve R1R1 R2R2 R3R3 v Schéma statique IoIo R1R1 R2R2 R3R3 V

31 31 2) V (t) v g RgRg V al R1R1 R2R2 C Schéma statique : à fréquence nulle C = circuit ouvert ! C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui dépend de la fréquence du signal V V al R1R1 R2R2

32 32 Schéma dynamique : v v g RgRg R1R1 R2R2 schéma équivalent dynamique pour suffisamment élevée : ZCZC et A très hautes fréquences (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par un court-circuit.

33 33 1. Les Diodes IdId VdVd 1.1 Définition n Caractéristique courant- tension dune diode idéale : IdId VdVd sous polarisation directe (V d 0), la diode = court-circuit (i.e. conducteur parfait) sous polarisation inverse (V d <0) la diode = circuit ouvert Le courant I d ne peut passer que dans un sens. Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le redressement dune tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …). La diode (même idéale) est un composant non-linéaire Aujourdhui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs (jonction PN ou diode Schottky, cf cours Phys. et Tech. des SC 1A et Option: Physique des dispositifs électroniques à base de SC, 2A)

34 Caractéristiques dune diode réelle à base de Silicium hyp: régime statique (tension et courant indépendants du temps) VdVd IsIs n Pour V d <0, la diode se comporte comme un bon isolant : I s ~ 1 pA - 1µA, la diode est dite bloquée dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire le courant inverse, I s, augmente avec la température comportement linéaire n Pour V d >> ~0.7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire la diode est dite passante mais I d nest pas proportionnel à V d (il existe une tension seuil~ V o ) VoVo

35 35 VdVd n Zone « du coude » : V d [0,~ V o ] : augmentation exponentielle du courant avec 1 2 (facteur didéalité) V T = k T/e k = 1, J/K= constante de Boltzmann e= Coulomb, T la température en °Kelvin I s = courant inverse le comportement est fortement non-linéaire forte variation avec la température VoVo ! V T (300K) = 26 mV / Diode idéale car comportement identique à celle prévue pour une jonction PN…

36 36 n Zone de claquage inverse Ordre de grandeur : V max = quelques dizaines de Volts ! peut conduire à la destruction pour une diode non conçue pour fonctionner dans cette zone. ! V max = « P.I. V » (Peak Inverse Voltage) ou « P.R.V » (Peak Reverse Voltage) IdId VdVd V max claquage par effet Zener ou Avalanche VoVo Limites de fonctionnement : Il faut que V d I d =P max n Limitation en puissance V d I d =P max n Influence de T : V d (à I d constant) diminue de ~2mV/°C diode bloquée : I d = I S double tous les 10°C diode passante : (diode en Si) (1/2W pour les diodes standards)

37 Diode dans un circuit et droite de charge Point de fonctionnement V al RLRL VRVR IdId I d, V d, ? nComment déterminer la tension aux bornes dune diode insérée dans un circuit et le courant qui la traverse? VdVd I d et V d respectent les Lois de Kirchhoff I d et V d sont sur la caractéristique I(V) du composant Au point de fonctionnement de la diode, (I d,V d ) remplissent ces deux conditions

38 38 V al /R L V al « Droite de charge » IdId VdVd Caractéristique I(V) Droite de charge n Loi de Kirchoff : = Droite de charge de la diode dans le circuit Connaissant I d (V d ) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement ! procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant ! On peut calculer le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié. Q= Point de fonctionnement IQIQ VQVQ Q

39 Modéles « statiques » Modèle de première approximation: Diode « idéale » On néglige lécart entre les caractéristiques réelle et idéale V al >0 IdId VdVd V al pente=1/R i V al < 0 IdId VdVd V al RiRi IdId VdVd IdId VdVd l pas de tension seuil l conducteur parfait sous polarisation directe l V d <0: circuit ouvert diode bloquée V al RiRi n Schémas équivalents : V al RiRi diode passante hyp: I d, V d constants ou à variation lente (pas deffets transitoires). =modèles grands signaux, basses fréquences

40 40 Modèle amélioré de « seconde approximation » IdId VdVd IdId VdVd l tension seuil V o non nulle l caractéristique directe verticale (pas de résistance série) l V d <0: circuit ouvert VoVo V al RiRi VoVo schémas équivalents : diode passante IdId V al RiRi V al V o IdId VdVd V al pente=1/R i VoVo ! Pour une diode en Si: V o 0,6-0,7 V

41 41 Modèle de 3 ième Approximation IdId VdVd l tension seuil V o non nulle l résistance directe R f non nulle l V d <0: résistance R r finie VdVd 1 VoVo Modélisation pente = 1/R f pente = 1/R r ~0 Caractéristique réelle n Schémas équivalents IdId VdVd V al pente=1/R i VoVo V al >V o : V al RiRi IdId VdVd RrRr diode bloquée V al > M

42 42 Remarques : n n Le choix du modèle dépend de la précision requise. n Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la caractéristique inverse, ….) sont pris en compte par des modèles plus évolués (modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE).

43 43 Calcul du point de fonctionnement via lutilisation des schémas équivalents : Problème: le schéma dépend de létat (passante ou bloquée) de la diode. Il y a deux schémas équivalents possibles… Lequel est le bon? Démarche (pour débutant...): a) choisir le schéma (ou état) le plus vraisemblable (en vous aidant par exemple de la droite de charge) b) calculer le point de fonctionnement Q de la diode c) vérifier la cohérence du résultat avec lhypothèse de départ Sil y a contradiction, il y a eu erreur sur létat supposé de la diode. Recommencer le calcul avec lautre schéma. Démarche pour étudiants entraînés... Un coup dœil attentif suffit pour deviner létat (passant/bloqué) de la diode ! Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent...

44 44 Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 2ième approximation pour la diode. Diode en Si :V o = 0.6V hypothèse initiale : diode passante [ V d >V o, (I d >0)] OK! En partant de lhypothèse dune diode bloquée: En utilisant la 3ième approximation: (R f = 15, R r = 10M ) IDID Rem: Refaites le calcul après avoir remplacée la résistance de 1k par 10 …

45 45 Autres exemples : 1) V al 50 RcRc Calcul de I d et V d pour : a)V al = -5V, R c = 1k b) V al = 5V, Rc = 1k c) V al = 1V, R c = 1k d) V al = 1V, R c = 10 Conseil: simplifier le circuit dabord avant de vous lancer dans des calculs Diode au Si 2) 2 V D1D1 D2D2 100 Diode au Si 3) 1V 50 Diodes au Si

46 46 n Variation suffisamment lente pour que I D (V D ) soit toujours en accord avec la caractéristique statique de la diode. nVariation de petite amplitude autour du point de fonctionnement statique Q : è la caractéristique I d (V d ) peut être approximée par la tangente en Q schéma équivalent dynamique correspondant au point Q : = résistance dynamique de la diode IdId VdVd VoVo Q pente : 2|i d | v| Modèle petits signaux, basses fréquences ! Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit ! 1.5 Modèles dynamiques

47 47 n Notation : r f = = résistance dynamique pour V d Q > 0 r r = = résistance dynamique pour V d Q < 0 ! à température ambiante : è Pour V d >> V o, r f R f è Pour V d < 0, r r R r è Pour V d [0, ~V o ], ! proche de V o la caractéristique I(V) sécarte de la loi exponentielle r f ne devient jamais inférieure à R f (voir courbe expérimentale, p27) p27

48 48 Exemple : V d (t) VeVe veve RaRa 1k C 10µF D RbRb 2k 5V Analyse statique : diode: Si, R f = 10, V o = 0,6V, Température : 300K Analyse dynamique : Schéma dynamique : 1k veve 2k ~ 12 vdvd Amplitude des ondulations résiduelles : 1,2 mV

49 49 Réponse fréquentielle des diodes n Limitation à haute fréquence : Pour des raisons physiques, le courant I d ne peut suivre les variations instantanées de V d au delà dune certaine fréquence. è apparition dun déphasage entre I d et V d è le modèle dynamique basse fréquence nest plus valable n Le temps de réponse de la diode dépend : du sens de variation (passant bloqué, bloqué passant) ( signaux de grande amplitude) du point de fonctionnement statique (pour des petites variations)

50 50 n Variation de V d de faible amplitude, sous polarisation directe (V d Q >0) Une petite variation de V d induit une grande variation I d, cest -à-dire des charges qui traversent la diode A haute fréquence, des charges restent stockées dans la diode (elle narrivent pas à suivre les variations de V d ) ~ Comportement dun condensateur, dont la valeur augmente avec I d (cf physique des dispositifs semiconducteurs) Ordre de grandeur : C d ~ 40 nF à 1mA, 300K. Modèle petits signaux haute fréquence (V d >0) : = capacité de diffusion rcrc r sc à basse fréquence : r c + r s = r f la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu.

51 51 suite de lexemple précédent…: V d (t) veve RaRa 1k C 10µF D RbRb 2k 5V I d = 2,2mA C diff ~100nF A quelle fréquence la capacité dynamique commence-t-elle à influencer la tension v d ? log f -3dB Schéma dynamique en tenant compte de C diff : 1k veve ~ 12 v C diff r th ~11 v th v C diff = « filtre » passe-bas (hyp simplificatrice: r c ~0)

52 52 n Variation de V d de faible amplitude, sous polarisation inverse (V d Q < 0) : Une variation de V d entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son tour déplace les charges électriques. A haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieur à I s. Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique : r Modèle petits signaux haute fréquence (V d < 0) : = capacité de transition ou déplétion Ordre de grandeur : ~pF

53 53 n Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse le temps de réponse dépend du courant avant commutation. ordre de grandeur : ps ns Le temps de réponse fini de la diode sobserve aussi en « mode impulsionnel », lorsque la diode bascule dun état passant vers un état bloqué et vice-versa. VdVd VgVg R VoVo VgVg t -V R VQVQ temps de réponse -VR-VR VdVd VoVo IdId (V Q -V o )/R -V R /R

54 Quelques diodes spéciales Ordre de grandeur : V Z ~1-100 V, I min ~0,01- 0,1mA, P max régime de fonctionnement Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une tension seuil négative ou « tension Zener » (V Z ) Diode Zener -I max I max : courant max. supporté par la diode (puissance max:P max ~V Z I max ) -V z V Z : tension Zener (par définition: V Z >0) -I min I min : courant minimal (en valeur absolue) au delà duquel commence le domaine linéaire Zener IdId VdVd n Caractéristiques

55 55 IdId VdVd -V z -I min -I max pente 1/R z n schémas équivalents hyp : Q domaine Zener Q Modèle statique : VzVz VdVd IdId + RzRz Modèle dynamique, basses fréquences, faibles signaux : pour |I d | >I min

56 56 Diode électroluminescente (ou LED) n Principe : La circulation du courant provoque la luminescence Fonctionnement sous polarisation directe (V > V o ) Lintensité lumineuse courant électrique I d ! Ne fonctionne pas avec le Si (cf. cours Capteurs) V o 0.7V ! ( AsGa(rouge): ~1.7V; GaN(bleu): 3V)

57 57 Sous polarisation inverse, la photodiode délivre un courant proportionnel à lintensité de la lumière incidente. Diode Schottky Une diode Schottky est une diode qui a un seuil de tension V o très bas et un temps de réponse très court.tension Diode Varicap Une varicap est une diode à capacité variable. Elle utilise la variation de C t avec V d en polarisation inverse. Photodiode

58 Applications des Diodes Limiteur de crête (clipping) n Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre une tension dentrée trop élevée ou dune polarité donnée. Un aperçu qui sera complété en TD et TP. Limite dutilisation : Puissance maximale tolérée par la diode. Clipping parallèle VeVe VgVg circuit à protéger RgRg ZeZe (diode // charge) Clipping série : V e (t) circuit à protéger ZeZe VgVg RgRg V e ne peut dépasser significativement V o I e ne peut être négatif IeIe

59 59 n Protection par diode : V max<0 ~ - 0.7V V A ~20,7V ! la conduction de la diode engendre un courant transitoire et diminue la tension inductive. +20V V I L I V n ouverture de linterrupteur : V A + risque de décharge électrique à travers linterrupteur ouvert ! Linterrupteur pourrait être un transistor... Protection contre une surtension inductive (ex: ouverture/ fermeture dun relais) A

60 60 Alimentation Transformer un signal alternatif en tension continue stable (ex: pour lalimentation dun appareil en tension continue à partir du secteur) n Objectif: Les fonctions effectuées par une alimentation : Redressement Filtrage passe-bas Régulation V>0 V<0

61 61 Redressement simple alternance 220V 50Hz RcRc VsVs VsVs t (cf avant) R i =résistance de sortie du transformateur V m =amplitude du signal du secondaire Redressement double alternance (pont de Graetz) D1D1 D2D2 D3D3 D4D4 R RcRc ViVi VsVs ViVi t Vs,Vs, ~1.4V

62 62 avec filtrage : avec condensateur sans condensateur D1D1 D2D2 D3D3 D4D4 R VsVs 50 R c =10k ViVi 200µF Charge du condensateur à travers R et décharge à travers R c RC << R c C ondulation résiduelle Régulation: utilisation dune diode Zener (cf TD, TP et chapitre sur les transistors)

63 63 Autres configurations possibles : ! mauvais rendement, puisquà chaque instant seule la moitié du bobinage secondaire est utilisé secteur ~ transformateur à point milieu n Utilisation dun transformateur à point milieu : secteur ~ +V al -V al masse n Alimentation symétrique :

64 64 Restitution dune composante continue (clamping) ou « circuit élévateur de tension » Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives) reconstitution dune composante continue (valeur moyenne) non nulle n Fonction : Exemple : VcVc V g (t) C VdVd D RgRg l Lorsque V g - V c < 0.7, la diode est bloquée èV c = constant (C ne peut se décharger!) è V d = V g +V c VgVg RgRg C VcVc VdVd ~ composante continue Fonctionnement : (hyp: diode au silicium) l Lorsque V g - V c > ~0.7V, la diode est passante è C se charge et V c tend vers V g – 0.7 è V d ~ 0.7 VgVg RgRg C VcVc V d ~0.7V I

65 65 VcVc V g (t) C VdVd D RgRg l Cas particulier : (C déchargé) è Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge t (s) C=1µF R g =1k f= 100hz V m =5V VcVc VgVg VdVd charge du condensateur V d 0.7V Simulation

66 66 Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive. Charge de C avec une constante de temps de R g C à chaque fois que la diode est passante Décharge de C avec une constante de temps R r C Le circuit remplit ses fonctions, si pour f >>1/R r C ( 10 5 hz dans lexemple) : en régime permanent: V d V g - V m composante continue

67 67 Multiplieur de tension n Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir dun signal dentrée variable. La tension continue est généralement un multiple de lamplitude du signal dentrée. Exemple : doubleur de tension clamping redresseur monoalternance avec filtre RC ~ VgVg R c >> R g RgRg V D1 V Rc V m =10V, f=50Hz, C=10µF R c =100k. C ClCl t V D1,V Rc régime transitoire / permanent * En régime établi, le courant dentrée du redresseur est faible (~ impédance dentrée élevée) * Il ne sagit pas dune bonne source de tension, puisque le courant de sortie (dans R c ) doit rester faible (~ résistance interne élevée)

68 68 Limpédance dentrée de la charge doit être >> R f + R transformateur +R protection ! source flottante nécessité du transformateur charge source AC Autre exemples :Doubleur de tension

69 69 2. Transistor bipolaire 2.1 Introduction n le Transistor = lélément clef de lélectronique il peut : amplifier un signal amplificateur de tension, de courant, de puissance,... être utilisé comme une source de courant agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire) essentiel pour lélectronique numérique... il existe : soit comme composant discret soit sous forme de circuit intégré, i.e. faisant partie dun circuit plus complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de transistors par circuit (microprocesseurs)

70 70 n on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ différents mécanismes physiques n Ils agissent, en 1 ière approx., comme une source de courant commandé Idéalement : létage dentrée ne dépend pas de létage de sortie. I contrôle source de courant commandée par un courant A = gain en courant transistor bipolaire : commandé par un courant V contrôle source de courant commandée par une tension G = transconductance. transistor à effet de champ: commandé par une tension

71 Structure et fonctionnement dun transistor bipolaire n Structure simplifiée P+P+ P N E B C émetteur collecteur base Transistor PNP E C Transistor NPN N N P B + couplage entre les diodes diode « EB » diode « BC » Deux « jonctions PN ou diodes » couplées « effet transistor » Symétrie NPN/PNP diode « EB » diode « BC »

72 72 n Effet transistor si V EE > ~ 0.7V, jonction EB passante V BE ~ 0.7V, I E >> 0 V CC > 0, jonction BC bloquée => champ électrique intense à linterface Base/Collecteur La majorité des électrons injectés par lémetteur dans la base sont collectés par le champ è I C ~I E et I B = I E -I C << I E La jonction EB est dissymétrique (dopage plus élevé côté E) courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E) En mode actif, I C est contrôlé par I E, et non vice versa… Exemple: Transisor NPN N N P + B E C V EE V CC RERE RCRC IEIE ICIC IBIB e-e- Conditions de polarisation : Jonction EB : directe Jonction BC: inverse = MODE ACTIF du transistor

73 73 n Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale... Contraintes de polarisation : V BE > ~ 0.7V, V CB > - 0.5V. n Symboles B NPN C E B C E PNP I E >0 en mode actif PNP ICIC IEIE IBIB nConventions des courants : NPN ICIC IEIE IBIB I E = I B +I C

74 Caractéristiques du transistor NPN n Choix des paramètres : l Configuration Base Commune ( base = électrode commune) Caractéristiques : I E (V BE,V BC ), I C (V BC,I E ) l Configuration Emetteur Commun (émetteur= électrode commune) Caractéristiques : I B (V BE, V CE ), I C (V CE, I B ) La représentation des caractéristiques en configuration collecteur commun est plus rare. Les différentes grandeurs électriques (I E, I B, V BE,V CE,…) sont liées: différentes repésentations équivalentes des caractéristiques électriques existent RERE RCRC V EE V CC IEIE ICIC IBIB V BE V CB V CE

75 75 nCaractéristiques en configuration BC : ~ caractéristique dune jonction PN ! très peu dinfluence de I C (resp. V CB ) Jonction BE passante I E >0, V BE V= « V o » Jonction BE bloqué I E ~ 0, V BE < 0.5 V CAS DU TRANSISTOR NPN I E (V BE, V CB ) : « caractéristique dentrée » hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel) I E (mA) V BE (V) V CB =0,

76 76 I C (V CB, I E ) : tension seuil de la jonction BC mode actif pour V CB > ~-0.5V, on a I C = F I E, avec F proche de 1. ä En mode actif, Ordre de grandeur : F ~ F = gain en courant continue en BC I E (mA) jonction PN polarisée en inverse V CB (V) I c (mA) ê pour I E = 0, on a I C = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0 ä Transistor en mode bloqué ê pour V CB -0.7, la jonction BC est passante, I C nest plus controlée par I E ä Transistor en mode saturé 0.5

77 77 nCaractéristiques en configuration EC : I B (V BE, V CE ) : ê V BE > 0.6V, jonction PN passante * I B <

78 78 I C (V CE, I B ) : Mode actif Mode actif : BE passant, BC bloquée V BE 0.7V et V CB >~ -0.5 V V CE = V CB +V BE > ~0.2 V ! Grande dispersion de fabrication sur h FE.dispersion de fabrication ordre de grandeur : h FE ~ h FE = gain en courant continue en EC = F Effet Early : F tend vers 1 lorsque V CE augmente h FE augmente avec V CE I c (mA) V CE (V) I b = 20 µA 15µA 10µA 5µA Transistor saturé Mode saturé : Diode BC passante -> I C ~ indépendant de I B h FE diminue lorsque V CE 0 Transistor bloqué I C = I CO

79 79 n Modes actif / bloqué / saturé Configuration EC : Transistor NPN Mode saturé : ~0.2V B C E ~0.8V Mode saturé Mode bloqué : B C E Mode bloqué h FE I B B E C ~0.7V IBIB Mode actif Mode actif : B C E V CC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin) V CE ne peut pas dépasser cette valeur!

80 80 Mode actif : Mode bloqué : Configuration EC : Mode saturé : B E C ~0.7V h FE I B IBIB B Transistor PNP C E Mode actif ~0.2V B C E ~0.8V Mode saturé B C E Mode bloqué

81 81 n Valeurs limites des transistors Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC) Puissance maximale dissipée : P max =V CE I C fiches techniques : Courants de saturations inverses : I C, I B et I E 0 en mode bloqué I C V CE =P max

82 82 n Influence de la température La caractéristique dune jonction PN dépend de la température ! les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T V BE, à I B,E constant, diminue avec T ou réciproquement : pour V BE maintenue fixe, I E (et donc I C ) augmente avec T Risque demballement thermique :

83 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit n Droites de charges : Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de Kirchhoff appliquées au circuit. Exemple :l Comment déterminer I B, I C, V BE, V CE ? Droites de charges : +V CC V th R th RcRc Point de fonctionnement

84 84 n Point de fonctionnement V BEQ V, dès que V th > 0.7V (diode passante transistor actif ou saturé) I c (mA) V CE (V) I BQ Q V CEQ I CQ V CEsat I CO Q fixe le mode de fonctionnement du transistor

85 85 Exemple : Calcul du point de fonctionnement +V CC =10V V th =1V R th =30k R c =3k h FE =100 On a bien : ~0,3

86 86 Remplacement de R th par 3k !! Résultat incompatible avec le mode actif ! le modèle donne des valeurs erronnées Cause : I c (mA) V CE (V) I BQ Q V CEQ En ayant augmenté I BQ,(réduction de R th ) Q a atteint la limite de la zone correspondant au mode actif et +V CC =10V V th =1V R th =3k R c =3k h FE =100

87 87 n Quelques circuits élémentaires : t<0 : V BE < 0.7V Mode bloqué Transistor interrupteur: +V CC RcRc RBRB V BB t 0.7V ICIC V CE V CC Interrupteur ouvert +V CC RCRC RBRB Interrupteur ouvert Interrupteur fermé t>0 :V BE > ~0.8V, telque R c I c ~V CC V CE ~qq. 100mV ~0.8V ~0.2V <

88 88 Transistor source de courant : charge R c V CC V BB RERE I E Source de courant quelque soit R c … tant que le transistor est en mode actif Domaine de fonctionnement : l pour R c supérieure à R cmax transitor saturé !

89 89 Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension 15V 10k V z =5,6V charge I 10V 560 4,7k I charge

90 90 Transistor, amplificateur de tension : +V CC V BB vBvB RERE RCRC V Sortie E B ICIC En négligeant la variation de V BE : hypothèses : lPoint de fonctionnement au repos : Transistor en mode actif lorsque v B = 0 (amplificateur classe A) l Amplitude du signal v B suffisamment faible pourque le transistor soit à chaque instant actif Enfin : avec : et Le signalv B est amplifié par le facteur ! A v = pour R E =0 ?? voir plus loin pour la réponse... Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale? (I B <

91 Circuits de polarisation du transistor l Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor l Le choix du point de repos dépend de lapplication du circuit. l Il doit être à lintérieur du domaine de fonctionnement du transisor (I C(B) < I max,, V CE (BE)

92 92 n Circuit de polarisation de base (à courant I B constant) V CC RCRC RBRB Conséquence : h FE I c V CE Le point de repos dépend fortement de h FE = inconvénient majeur Circuit de polarisation peu utilisé. ICIC V CE Q1Q1 V CE1 I C1 2 transistors différents même I B Q2Q2 V CE2 I C2 Exemple : Transistor en mode saturé R B tel que en prenant pour h FE la valeur minimale garantie par le constructeur. Dispersion de fabrication: h FE mal défini

93 93 n Polarisation par réaction de collecteur +V CC RCRC RBRB Le point de fonctionnement reste sensible à h FE Propriété intéressante du montage : Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque V CE ne peut être inférieur à 0.7V Cas particulier : R B =0 Le transistor se comporte comme un diode.

94 94 n Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant » R1R1 R2R2 RERE RCRC +V CC Peu sensible à h FE : Bonne stabilité thermique de I C à condition que V th >>V o V B >>V o +V CC V th R th RcRc avec et (V o ~0.7V) Règles « dor » pour la conception du montage : R th /R E 0.1 h FE min ou encore R 2 < 0.1 h FE min R E I R2 10 I b V E ~V CC /3 Diminuer R th augmente le courant de polarisation I R1

95 95 R E introduit une contre-réaction Une façon de comprendre la stabilité du montage : R1R1 R2R2 RERE RCRC +V CC Augmentation de T V E augmente V B ~V th V BE et I E diminuent contre-réaction diminue de 2mV/°C I E augmente

96 Modèle dynamique petits signaux l Variation de faibles amplitudes autour dun point de fonctionnement statique l Comportement approximativement linéaire Modèles équivalents n Caractéristique dentrée : +V CC V BB vBvB RERE RCRC V Sortie E B ICIC I BQ V BE IBIB V BEQ v BE iBiB t t droite de charge Q Pour v B petit: h ie = résistance dentrée dynamique du transistor en EC

97 97 h ie « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle linéaire) Notation : = résistance dentrée dynamique du transistor en EC ! Ne pas confondre h ie avec limpédance dentrée du circuit complet. (voir plus loin). B E C h ie ibib v be ! A température ambiante (300K) on a :

98 98 n Caractéristique de sortie en mode actif : En première approximation : IcIc V CE I BQ Q droite de charge i c =h fe i b t I BQ +i b v ce En tenant compte de leffet Early:où h fe = gain en courant dynamique h FE en Q (*) ibib h ie h fe i b B E C icic B ibib h ie h fe i b E C icic h oe -1 = impédance de sortie du transistor en EC Ordre de grandeur : 100k - 1M Le modèle dynamique ne dépend pas du type (NPN ou PNP) du transistor

99 99 IcIc V CE I B (µA) droite de charge IcIc I B (µA) Q Q tangente en Q droite passant par lorigine on a généralement : sauf à proximité du domaine saturé Note sur h FE et h fe :

100 100 n Analyse statique / analyse dynamique Exemple: Amplificateur de tension V CC R1R1 R2R2 RcRc RERE C vgvg V s =V S +v s composante continue signal V CC R1R1 R2R2 RcRc RERE VSVS statique ê Point de fonctionnement statique Q (cf avant) Analyse statique : on ne considère que la composante continue des courants et tensions C = circuit ouvert (aucun courant moyen circule à travers C). A.N.: V cc =15V R 1 =47k R 2 =27k R c =2.4k R E =2.2k h FE =100

101 101 Hypothèses : transistor en mode actif schéma équivalent du transistor Analyse dynamique : vgvg R 1 // R 2 RERE h ie h fe i b ibib vsvs RcRc en négligeant h oe... Schéma dynamique du circuit : vgvg R1R1 R2R2 RERE ibib vsvs RcRc (circuit ouvert) h ie h oe -1 h fe i b transistor

102 102 Pour C suffisamment élevée on peut négliger son impédance devant les résistances : Calcul de la fonction de transfert v s /v g : ibib vgvg R 1 // R 2 RERE h ie h fe i b vsvs RcRc Pour R E >> h ie /h fe on retrouve le résultat de la page 94.

103 103 En statique : V e = 15V V D V Z et V BE 0.6V V S 10 V et Autre exemple : Régulateur de tension composante continue D Z = diode Zener avec |V Z |=9,4V I min = 1 mA C. D Z T R L V e = 15 ± 2V R 1 =10 R 2 = 500 V s =V S + v s B. Transistor de puissance ondulation résiduelle I Dz ICIC I R2 charge:

104 104 Efficacité de régulation ondulation résiduelle : V e varie de ± 2V, quelle est la variation résultante de V s ? vsvs R L veve R1R1 R2R2 h ie h fe i b ibib RzRz Etude dynamique du montage : C. C. R L veve R1R1 h ie h fe i b ibib RzRz vsvs i h ie <

105 105 R L veve R1R1 vsvs C. i Le même montage sans transistor aurait donnée une ondulation résiduelle de

106 106 n Modèle dynamique hautes fréquences Aux fréquences élevées on ne peut pas négliger les capacités internes des jonctions EB et BC. En mode actif : la jonction EB introduit une capacité de diffusion C dcapacité de diffusion la jonction BC introduit une capacité de transition C t.capacité de transition Schéma équivalent dynamique hautes fréquences i B h FE r se h fe i B iCiC roro CtCt CdCd ! Ces capacités influencent le fonctionnement du transistor aux fréquences élevées et sont responsable d une bande passante limitée des amplificateurs à transistor bipolaire (cf plus loin). B C E r ce

107 Caractéristiques dun amplificateur 2.7 Amplificateurs à transistors bipolaires +V CC -V EE RLRL vgvg RgRg source amplificateur charge vLvL veve ieie ilil l Fonction: amplifier la puissance du signal tout amplificateur est alimentée par une source denergie externe (ici: V CC et (ou) V EE ) l La sortie agit comme une source de tension v s caractérisée par son impédance de sortie Z s vsvs ZsZs l Lentrée de lamplificateur est caractérisée par son impédance dentrée ZeZe ! Z s = résistance de Thévenin équivalent au circuit vu par R L

108 108 +V CC -V EE RLRL vgvg RgRg source charge vLvL veve ieie iLiL ZeZe vsvs ZsZs l Gain en tension : Comme Z s 0 le gain en tension dépend de la charge Gain en circuit ouvert : Définitions Gain sur charge : Ù Comme Z e, A vc diffère de A vL Gain composite: (tient compte de la résistance de sortie de la source) l Gain en courant : l Gain en puissance :

109 109 Lamplificateur idéal : l Gains indépendants de lamplitude et de la fréquence (forme) du signal dentrée l Impédance dentrée élevée peu de perturbation sur la source l Impédance de sortie faible peu dinfluence de la charge La réalité... n Domaine de linéarité : distorsion du signal pour des amplitudes trop élevées Nonlinéarité des caractéristiques électriques des composants la tension de sortie ne peut dépasser les tensions dalimentation n Bande passante limitée : le gain est fonction de la fréquence du signal capacités internes des composants condensateurs de liaison Impédances dentrée (sortie) dépendent de la fréquence

110 110 Illustration : système audio

111 Amplificateur à émetteur commun (EC) l Le transistor en mode actif l Le signal dentrée est appliqué (injecté) à la base du transisor l La sortie est prise sur le collecteur l La borne de lémetteur est commune à lentrée et à la sortie Emetteur commun n Particularités des amplificateurs EC : n Les différences dun amplificateur EC à lautre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de découplage (cf plus loin).

112 112 R1R1 R2R2 RERE RCRC CBCB vsvs vgvg V CCC RLRL Exemple : u A la fréquence du signal les impédances condensateurs de liaison sont négligeables : hypothèses : u Point de repos du transistor: mode actif ( choix des résistances) ! C B est nécessaire pour que le point de fonctionnement statique (v g =0) ne soit pas modifié par la présence du générateur de signaux. ! C c évite que la charge voit la composante continue de V C, et quelle influence le point de repos du transistor. ê Polarisation par diviseur de tension ê Couplage capacitif avec la source, v g, et la charge R L.

113 113 n Analyse statique :Les condensateurs agissent comme des circuits ouverts circuit de polarisation à pont diviseur n Analyse dynamique : vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve rcrc ibib RERE R1R1 R2R2 RERE RCRC vLvL vgvg C RLRL l Gain en tension (sur charge): Gain en circuit ouvert : Remplacer r c par R c vLvL

114 114 vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve iLiL RERE l Gain en courant : rcrc l Impédance dentrée : - Impédance dentrée vue de la source : - Impédance dentrée vue après les résistances de polarisation : Z e dépend de lendroit doù vous regardez lentrée de lamplificateur. å schéma équivalent vu de la source : rBrB h ie ieie veve ZeZe (h ie ~qq. 100 à qq. 1k Ohms)

115 115 l Impédance de sortie : ! ne tient pas compte de leffet Early (h oe ) ! approximativement vraie tant que le transistor est en mode actif Impédance de sortie vue de la charge (R L ): h fe i b RcRc ZsZs RLRL Z s de lordre de quelques k loin dune source de tension idéale A vL diminue lorsque R L < ~R c Z s dépend de lendroit doù vous regardez la sortie. Parfois R C constitue aussi la charge de lamplificateur (tout en permettant la polarisation du transistor) Impédance de sortie vue de R c : Z s

116 116 Avec leffet Early : ieie iLiL vgvg rBrB h ie h fe i b veve RcRc RERE v sortie Z s Méthode de calcul possible (en fait la plus simple ici) : Z s = R Th AB = résistance entre A et B, avec v g court-circuité = v s / i s ! isis rBrB h ie h fe i b RERE ibib vsvs A l l B

117 117 l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : le point de fonctionnement reste sur une droite de charge dite dynamique v ce droite de charge dynamique: pente 1/(r c +R E ), passe par Q repos t icic v ce droite de charge statique IcIc V CE I BQ Q(repos)

118 118 IcIc V CE I BQ Q(repos) droite de charge Point de repos optimale pour une dynamique maximale : La forme du signal de sortie change lorsque le point de fonctionnement touche les limites, bloquée ou saturée, du domaine linéaire. IcIc V CE I BQ Q(repos) v ce

119 119 résumé sous forme dun schéma 1D (Morgan)

120 120 n Amplificateur EC avec émetteur à la masse : Remède : découpler (shunter) R E par un condensateur en parallèle seul le schéma dynamique est modifié. CECE R E est nécessaire pour la stabilité du point de fonctionnement statique. R E diminue considérablement le gain... R1R1 R2R2 RERE RCRC CBCB vsvs vgvg V CC C RLRL vgvg rBrB h ie h fe i b ieie veve rcrc ibib pour C E ou f suffisamment * élevé : * :

121 121 l Gain en tension (sur charge): >> gain avec R E le gain dépend fortement de r f (résistance interne de la fonction BE) (la contre-réaction nagit plus en dynamique…) l Impédance dentrée de la base :significativement réduit... or Le gain dépend de I C distorsion du signal aux amplitudes élevées l Impédance de sortie : (vue de la charge R L )

122 122 l Droite de charge dynamique et dynamique de sortie : Il y a déformation du signal dès que : Le point de repos optimal correspond à droite de charge dynamique V CE droite de charge statique IcIc I CQ Q icic v ce

123 123 n Lamplicateur EC en résumé : lEmetteur à la masse : Impédance de sortie : Impédance dentrée de la base du transistor: Gain en circuit ouvert : (de q.q. k ) Impédance dentrée de la base: lAvec résistance démetteur (amplificateur « stabilisé »): Gain en circuit ouvert : Impédance de sortie : (élevée, h fe ~ ) Linconvénient du faible gain peut être contourné en mettant plusieurs étages amplificateur EC en cascade (cf. plus loin).

124 124 l Le transistor en mode actif l Le signal dentrée est appliqué (injecté) à la base du transisor l La sortie est prise sur lémetteur l La borne du collecteur est commune à lentrée et à la sortie Collecteur commun n Particularités des amplificateurs CC : n Les différences dun amplificateur CC à lautre sont : l Le circuit de polarisation l Les modes de couplages avec la source du signal et la charge. l La présence éventuelle de condensateurs de découplage Amplificateur à collecteur commun (CC) ou encore montage « émetteur suiveur »

125 125 Exemple: ê Polarisation par diviseur de tension ê Couplage capacitif avec la source, v g, et la charge R L. hypothèse: Mode actif Analyse simplifiée (« 1 ière approximation ») : Lémetteur suit la base. R1R1 R2R2 RERE V CC C vsvs vgvg E B C RLRL ZeZe

126 126 l Gain en tension en circuit ouvert : n Analyse dynamique : l Gain en tension sur charge : avec l Impédance dentrée : ZeZe l Gain en courant : R 1 //R 2 vgvg vsvs h ie h fe i b RERE transistor B E C RLRL i entrée iLiL ibib

127 127 l Impédance de sortie isis vsvs rBrB h fe i b RERE vsvs h ie ibib

128 128 l Dynamique de sortie R1R1 R2R2 RERE V CC C vsvs vgvg E B C RLRL IcIc V CE Q(repos) droite de charge statique V E max V CC -0.2V V E min 0 V droite de charge dynamique : pente 1/r E Point de repos optimal : ! Le point optimal dépend de la charge.

129 129 Lamplicateur CC en résumé : Intérêts du montage : Faible impédance de sortie Impédance d entrée élevée peut être de lordre de quelques 100k inférieure à quelques dizaines d Ohms h fe si R E constitue la charge (i L = i c et i e i b ) Applications : « Etage - tampon » Isolement d une source à haute impédance de sortie d une charge à basse impédance. 1 exemple : Amplificateur de puissance (cf plus loin)

130 130 l Le transistor en mode actif l Le signal dentrée est appliqué (injecté) à lémetteur du transisor l La sortie est prise sur le collecteur l La borne de la base est commune à lentrée et à la sortie Base commune n Particularités des amplificateurs BC : Amplificateur à base commune (BC) V CC vgvg RLRL RERE RCRC R1R1 R2R2 h ie h fe i b ibib rcrc RERE E C B

131 131 n Propriétés : l Gain en courant : ZeZe l Impédance dentrée : quelques. ZsZs l Impédance de sortie :(h oe = 0) sinoncomportement en source de courant h ie h fe i b ibib rcrc RERE E C B l Gain en tension :

132 132 Exemple dapplication : convertisseur courant - tension ZeZe ZsZs vgvg R ieie A i i e isis RLRL ! Lorsque v g = 0, (i e =0), la sortie est vue par la charge comme une résistance très grande (h oe -1 ) (cf. charge active) ~indépendant de Z e tant que R L <

133 133 On se limitera au montage EC pour illustrer linfluence de la fréquence du signal sur les performances dun amplificateur à transistor bipolaire. Limitation à basse fréquence condensateurs de liaison et de découplage Limitation à haute fréquence capacités internes au transistor Influence de la fréquence du signal Fréquence de coupure inférieure du montage ~ filtres passe-haut Z e = impédance d entrée de l étage Z E diminue le gain (voir ampli stabilisé) C RgRg vgvg h ie h fe i b ibib RERE CECE C RCRC RLRL Basse fréquence C et C e court circuit dynamique RCRC RERE R1R1 R2R2 RLRL RGRG +V CC

134 134 Hautes fréquences RgRg h ie h fe i b C be C bc ibib qualitativement: aux fréquences élevées, C be court-circuite la jonction base-émetteur i b diminue C bc crée une contre-réaction. On montre que : Comportement en filtre passe-bas, avec

135 Couplage entre étages n Objectif Coupler plusieurs étages pour améliorer les propriétés du circuit... Exemple : Amplificateur avec - gain en tension élevé - faible distorsion - bonne stabilité (thermique, dispersion) - impédance dentrée élevée - impédance de sortie faible Solution possible : l stabilité et faible distorsion EC stabilisé (R E ) l gain élevé plusieurs étages en cascades l Z e élevée étage C.C en entrée l Z s faible étage C.C en sortie Difficultés du couplage : u Polarisation de chaque étage u Gain sur charge : chaque étage charge létage précédent u Réponse en fréquence de lensemble (cf. couplage capacitif)

136 136 n Couplage capacitif Exemple: amplificateur à trois étages CC - EC - CC Utilisation de condensateurs de liaison, C L C.C. E.C.C.C. * Les points de fonctionnement des 3 étages sont indépendants (en statique C L = circuit ouvert) (dans lhypothèse où la résistance interne de V cc négligeable…) * Les paramètres dynamiques (gains, impédances) ne sont pas indépendants ex: limpédance dentrée du 3 ième étage (= charge de létage E.C.) détermine le gain sur charge du 2 ième étage, etc.

137 137 Inconvénient: les condensateurs imposent une fréquence de coupure basse au montage (cf. plus loin) comme T1T1 T2T2 T3T3

138 138 nCouplage direct Pas de fréquence de coupure basse Les circuits de polarisation des différents étages ne sont pas indépendants. E.C. A vL -40 = gain en circuit ouvert (2.4k x h fe >> 27k) Darlington Z e élevée : Z s 24 k Amplificateur de tension stabilisé : E.C. A v -10 T3T3 30V 5k27k 24k k vsvs vgvg Un exemple : T1T1 T2T2 T4T4 h fe ~100 2 suiveursA vL ~1 T 1,T 2 =PNP!!

139 139 l Analyse statique : 3V T 3 en mode actif T 4 en mode actif V CC polarise en directe les deux jonctions EB de T 1 et T 2 (transistors PNP) T 1 en mode actif 0.7V En statique, v g = 0 0.7V T 2 en mode actif V CC = 30V 5k27k 24k k vsvs T1T1 T2T2 T3T3 T4T4

140 140 Mais attention…. 3V T 4 en mode saturé !! 0.6V V CC = 30V 5k27k 24k k vsvs vgvg T1T1 T2T2 T3T3 T4T4 refaisons le calcul avec V BE =0.6V : au lieu de 3V… Amplification des dérives des composantes statiques

141 141 n Couplage par transformateur : polarisation par diviseur de tension transmission du signal dun étage à l autre par le transformateur condensateur de découplage (masse en alternatif) (EC) condensateur d accord: le circuit résonnant, LC, limite la transmission aux fréquences proches de la fréquence de résonnace Application majeure: essentiellement en radiofréquences (>500kHz) exemple: syntonisation d une station radiophonique ou d un canal de télévision étage EC

142 142 n Impédance de sortie et amplicateur de puissance ! Pour v s constant, P max augmente quand Z s diminue A.N. v s =1V : Z s =10k P max =0.012mW | Z s =10 P max =12mW Puissance maximale: (adaptation dimpédance) Puissance moyenne fournie par lamplificateur : Amplificateurs de puissance vsvs ZsZs RLRL étage de sortie dun amplificateur charge iLiL vLvL ZeZe ZsZs RgRg vgvg vgvg gain en puissance en conditions dadaptation dimpédance avec et sans étage amplificateur = Z s /R g Etage CC

143 143 V cc vgvg R1R1 R2R2 RERE T2T2 T1T1 l Gain en tension : Limpédance dentrée de T 1 est très élevée et ne charge pas beaucoup T 2 Darlington Amplificateur comprenant deux étages émetteur-suiveur montés en cascade n Amplificateur de Darlington l Gain en courant : vsvs T 1 : h fe1 T 2 :h fe2 l Impédance dentrée du Darlington : (après les résistances du pont diviseur) Limpédance dentrée élevée de T 1 constitue la résistance démetteur (R E ) de T 2 ZeZe I b (T 2 ) très faible choix de R 1 et R 2

144 144 l Impédance de sortie du Darlington : puisque V cc vgvg R1R1 R2R2 RERE T2T2 T1T1 vsvs Etage CC unique :

145 145 Utilisé fréquemment pour les applications d isolement entre étages (Z e très élevée, Z s très faible) Existe sous forme de composant discret à trois bornes, nommé transistor Darlington. Il se comporte comme un seul transistor à gain en courant extrêmement élevé. (ex: 2N2785: h fe = ) Existe aussi avec des transistors PNP. Darlington = supertransistor bipolaire…. Utilisé fréquemment comme étage de sortie des amplificateurs de puissance (Z s très faible)

146 146 n Amplificateur Push-Pull Dans les montages amplificateur vus précédemment, les transistors sont à chaque instant en mode actif è Amplificateur de classe A Avantages: faible distorsion (en cas damplificateur stabilisé) simplicité Inconvénients : Amplitude de sortie limitée (typ: 0.2 P ~ 15mW en absence de signal… l Amplificateur classe A / classe B Amplificateur classe B: transistor bloqué en absence de signal dentrée. (ex: Push-Pull) Avantages: faible consommation, dynamique de sortie élevée Inconvénients : Distorsion du signal

147 147 l Push Pull l Transistors bloqués au point de repos (amplificateur « classe B »). R 1 et R 2 sont telles que (lorsque v g =0) on a Principe de fonctionnement Transistors bloqués (de justesse): I B ~0 =>I C ~0 V CE NPN I C NPN I C PNP 0 V CC V CE PNP 0 -V CC I B ~0 ICIC ~1.2V Exemple : +V cc RLRL R1R1 R1R1 R2R2 R2R2 vgvg NPN PNP P v sortie B B I C NPN I C PNP VPVP

148 148 ~1.2V +V cc RLRL R1R1 R1R1 R2R2 R2R2 vgvg NPN PNP P v sortie B B Amplitude max : V CC /2 V CC /2 I B =0 Droite de charge dynamique ICIC V CE droite de charge statique V CE Q ~V CC /2 ê Si v g >0 NPN actif, PNP bloqué si v g <0 NPN bloqué, PNP actif … émetteur suiveur l En présence dun signal dentrée chaque transistor est alternativement actif ou bloqué ( « Push-Pull »)

149 149 Formation du signal de sortie Signal de sortie: t NPN actif PNP actif v sortie ICIC V CE t NPN ICIC V EC PNP Plus grand domaine de fonctionnement

150 150 Difficultés de cet exemple ICIC V CE t I Csat trop faible transistors bloqués t l Risque demballement thermique (pas de contre-réaction) l positionnement du point de repos è Distorsion de croisement : Si V BE trop faible au repos, les deux transistors seront bloquées pendant une fraction du cycle.

151 151 Polarisation par diodes Idéalement D 1, D 2 = diodes de caractéristiques appariés aux transistors +V cc RLRL R1R1 R1R1 NPN PNP D1D1 D2D2 vgvg v sortie Remarques: l L amplificateur Push-Pull existe aussi avec des paires de Darlington Z s plus faible puissance maximale supérieure choix de R 1 : I D ~0 comme V D =V be I E ~I D ~0 IDID Point de repos

152 152 ! Deux signaux dentrée, V +, V - ! Sortie = collecteur d un transistor +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs IEIE IEIE hypothèse : T 1 et T 2 appariés (circuit intégré) Amplificateur différentiel Pour R B <

153 153 n Régime dynamique: l Mode différentiel: étage EC Le courant dans R E na pas changé, et la tension en E reste constante. E constitue une masse dynamique ! RcRc RcRc vsvs E d où le « gain en mode différentiel » : ! V + = entrée non-inverseuse ! V - = entrée inverseuse hyp: et avec I E la composante continue du courant émetteur. Par conséquent : +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs Pour de signaux dentrée de faible amplitude :

154 154 hyp: et 2 étages EC stabilisés indépendants doù le «gain en mode commun »: La tension en E équivaut à celle dun étage unique ayant une résistance d émetteur double. D où le schéma équivalent : RcRc RcRc 2R E vsvs EE l Mode commun: +V cc RcRc RcRc RERE -V EE T1T1 T2T2 E VsVs

155 155 l Signaux dentrée quelconques : On peut toujours écrire : avec Doù, par le principe de superposition : où= « taux de réjection en mode commun » (common mode rejection ratio) Intérêts de lamplificateur différentiel : Entrées en couplage direct (seule v md est amplifiée) Ampli. différentielle = étage dentrée des Amplificateur opérationnel. Impédance dentrée et CMRR très élevés

156 156 l Polarisation par miroir de courant Choisir R E très élevée pose plusieurs problèmes: nécessite une augmentation de lalimentation pour maintenir I c (donc le gain) constant incompatible avec la technologie des circuits intégrés. Il faut +V cc RcRc RcRc R -V EE T1T1 T2T2 VsVs T3T3 D I EE I E3 Solution = source de courant ( R,D,T 3 ) ! il suffit que R E soit élevée en régime dynamique ! hyp: D et T 3 = appariés

157 157 « Miroir » de courant Hyp: la caractéristique I(V) de la diode est identique (appariée) à celle de la jonction BE du transistor comme V BE = V D I C = I D I C est le « miroir » de I D … V al R IDID ICIC VDVD A * I ne dépend pas du circuit en pointillé vu de A, le circuit se comporte comme une source de courant idéal (tant que le transistor est actif) * en tenant compte de leffet Early, I C dépend légèrement de V CE

158 158 Schémas équivalents du circuit vu de A : V al R IDID ICIC VDVD A IDID R ~h oe -1 I C =I D +V CE. h oe schéma statique « grands signaux » R ~h oe -1 i C =v CE. h oe schéma dynamique petits signaux R > 100 k

159 159 Schéma équivalent de lampli différentiel: h oe -1 (effet Early de T 3 ) est de lordre de quelques 100k En dynamique, h oe -1 joue le même rôle que R E et augmente considérablement CMRR. I EE h oe -1 -V EE +V cc VsVs h oe -1 vsvs en dynamique

160 160 Exemple dapplication Thermostat

161 161 Figure 2.76 source de courant paire différentielle A B « charge active » R 0.5mA Thermostat Exemple dapplication

162 162 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B Si V A > V B R 0.5mA Thermostat Exemple dapplication

163 163 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B 0.6V Si V A > V B R 0.5mA Thermostat Exemple dapplication

164 164 Figure 2.76 paire différentielle source de courant A B Si V A < V B 0V Thermostat Exemple dapplication R 0.5mA

165 Transistors à effet de champ ou FET (field effect transistor) l Un courant (I D ) peut circuler de la source S au drain D via lecanal (zone dans le semiconducteur, proche de linterface avec la grille): 3.1 Introduction n Caractéristiques de base S D canal G substrat (Si) IDID V DS V GS l Le courant circulant dans la grille (I G ) est négligeable. => I S = I D ! l I D, à V DS constant, est commandé par la tension de grille – source (V GS ) effet du champ électrique l Composant à trois bornes : S, D et G, (parfois quatre: substrat) FET à canal N : courant porté par les électrons, de S vers D (sens positif de I D : de D vers S) FET à canal P : courant porté par les trous, de S vers D (sens positif de I D : de S vers D)

166 166 Allure générale des caractéristiques de sortie : V DS Régime linéaire Mode actif ~résistance modulée par V GS ~ source de courant commandée par V GS limite de zones IDID V GS = cst

167 167 Différences entre FET et transistor bipolaire : I G << I B Impédance dentrée très grande (parfois > ) Montages de polarisation plus simples Régime linéaire pente = f(V GS ) résistance variable (pas déquivalent pour le bipolaire) V DSsat > V CEsat : tension résiduelle du transistor en mode saturé plus élevée. Régime de saturation (mode actif) I D commandé par une tension å transconductance (au lieu de h fe ) Dispersion de fabrication plus élevée sur g m que sur h fe Caractéristiques « transverses » en mode actif : Bipolaire : à V CE cst, I C =I B ou I C = I E FET: à V DS cst, I D = f(V GS ) = relation non-linéaire å dépend du type de FET….

168 168 figure 3.2 p 115 Différences entre FET et transistor bipolaire :

169 169 n Différents types de FET l JFET : FET à jonction : La grille et le canal forme une jonction PN SD G JFET à canal P G D JFET à canal N S Transistor « normalement passant » I D est maximal pour V GS = 0, et diminue lorsquon augmente V GS (en valeur absolue). I D est nulle lorsque V GS dépasse une valeur limite V GSoff. Canal P : V GS > 0 la charge positive sur la grille repousse les trous Canal N : V GS < 0 la charge négative sur la grille repousse les électrons

170 170 l MOSFET (Métal Oxyde Semiconducteur – FET) à enrichissement : La grille et le canal forment un condensateur à plaques //, lisolant étant loxyde du silicium. MOSFET : canal N canal P transistor « normalement bloqué ». I D est nul lorsque V GS = 0 et augmente dès que V GS dépasse une valeur seuil V s Canal P : V s < 0 la charge négative sur la grille attire les trous Canal N: V s > 0 la charge positive sur la grille attire les électrons G S D G S substrat

171 171 Exemples: La ligne pointillée indique que le canal est inexistant tant que V GS < V seuil Le substrat est généralement relié à la source. Les transistors MOSFET à appauvrissement : comportement similaire au JFET, mais V GS >0 (canal N) autorisé très peu utilisés non traités en cours. Dautres symboles sont parfois utilisés pour les mêmes composants

172 172 I D (mA) V DS (V) V GS =-1V V GS =0 V GS (V) V GS =-1V V GS =0 V GSoff transistor bloqué VPVP l Caractéristiques dun JFET à canal N : Conditions de fonctionnement : V GS 0, V DS 0 pour V GS < V GSoff, I D 0, transistor bloqué. pour V GS >0, le courant I G augmente rapidement (zone non utilisée). tension de « pincement » V P ~ - V GSoff Pour : Régime de saturation Régime « linéaire »

173 173 V GS (V) IDID IDID VsVs V DS (V) l Caractéristiques dun MOSFET à canal N : Pour : Régime de saturation Régime « linéaire » pour V GS < V S, I D 0, transistor bloqué V GS -V S = « tension dattaque de grille ». transistor bloqué

174 174 En résumé : J V GSoff VsVs VsVs

175 Schémas équivalents petits signaux n Régime linéaire : = G S D résistance fonction de V GS R DS IDID V DS Q ordre de grandeur: JFET: R DS(on) = R DS pour V GS 0 MOSFET enrichissement: R DS(on) = R DS pour V GS élevée (~10V). Pour V GS > V P, et V DS

176 176 n Régime de saturation : IDID V DS Q I D est commandé par V GS Pour, I D est commandée par V GS schéma linéaire équivalent: G D S idid tient compte de laugmentation de v ds avec i d (équivalent de leffet Early) caractéristique I D (V GS ) non-linéaire : g m (V DS ) I D (mA) V GS (V) V GSoff Q avec =transconductance

177 177 = pente pour V GS =0 Ordre de grandeur : g m = mA/V (mS ou mmho) g m varie linéairement avec V GS. JFET MOSFET à enrichissement

178 178 Dipersion de fabrication Q Q n Polarisation automatique par résistance de source dun JFET: +V DD RSRS RDRD RGRG IDID IDID G S D I G Quelques circuits de polarisation Objectif : fixer le point de fonctionnement au repos I D, V GS, V DS. V GSQ Q V DSQ Q VPVP V GS IDID IDID V DS

179 179 n Polarisation par réaction de drain (MOSFET à enrichissement) RGRG RDRD +V DD S D

180 180 n Sources de courant à JFET 3.4 Applications des FET +V DD charge Avantage du JFET: polarisation de la grille inutile. Inconvénient : dispersion de fabrication sur I DSS. I DSS = augmente avec V DS résistance de sortie non infinie I Source de courant ajustable par la résistance variable. R

181 181 Source de courant à plus grande impédance de sortie +V DD charge T1T1 T2T2 T 2 et T 1 tel que I DSS (T 2 ) > I DSS (T 1 ) source de courant ordinaire T 1 I = I DSS (T 1 ) V GS (T 2 ) est telle que I D (T 2 ) = I DSS (T 1 ) V DS (T 1 ) =V GS (T 2 ) I influence de le charge sur V DS (T 1 ) atténuée I varie moins avec la charge impédance de sortie plus grande.

182 182 n Amplificateur source commune JFET v gs g m v gs RDRD RGRG vgvg vsvs l hypothèse: Mode actif, C très élevées ZeZe Impédance dentrée : Gain en tension (circuit ouvert) : g m = fonction de V GS distorsion quadratique Exemple : RDRD RSRS RGRG V CC C C C vgvg vsvs S D Impédance de sortie : ZsZs (R G peut être prise très grande, de lordre du M ou plus)

183 183 Stabilisation par une résistance de source : Gain en tension :et doù : Linfluence de g m sur le gain est réduite si r s >>1/g m. Le gain en tension est plus faible. JFET v gs g m v gs RDRD RGRG vgvg vsvs rSrS RDRD RSRS RGRG V CC rSrS vgvg vsvs S D r s introduit une contre-réaction: (v s et v g en opposition de phase, A v <0)

184 184 vgvg RGRG G S D v GS g m v GS JFET vsvs RSRS veve n Amplificateur drain commun (ou « source suiveuse ») Gain en tension (circuit ouvert) : ZeZe Impédance dentrée : RSRS RGRG V CC vgvg vsvs S D Impédance de sortie : ZsZs

185 185 Pour V GS > V GSoff et V DS

186 186 Amélioration possible: v entrée v sortie V com R R1R1 R1R1 Linéarité presque parfaite

187 187 Application: Commande électronique de gain exemple:15V 75k 50k 5k 1µF 100k signal dentrée signal de sortie V com Etage EC avec r E =R DS (//200k//5.6k) 5.6k il faut R DS < 5.6k amélioration possible: charge active pour R E.

188 188 n Interrupteur à FET Exemple dapplication: (Convertisseur N-A cf Morgan)

189 189 Inverseur logique aucun courant drain circule, quelque soit le niveau de sortie CMOS=« Complementary MOS) »

190 190 ABCIn A In B Q1Q2Q3Q4Out 0010V OOFF5V 0110V5VOFOF 101 0VFOFO5V 110 FFOO0V Fonction logique de base : la porte NAND

191 191

192 192


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